Drosselfunderingar
Drosselfunderingar
Tex L1 här:
De föreslår en Coilcraft 0603LS-NX or equivalent, denna har 540MHz SRF minimum. Hur kritisk är drosselns självresonsnfrekvens här?
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
-
hcb
- Moderator
- Inlägg: 5974
- Blev medlem: 23 februari 2007, 21:44:50
- Skype: hcbecker
- Ort: Lystrup / Uppsala
- Kontakt:
Re: Drosselfunderingar
Andra vet garanterat bättre, men jag skulle säga att SRFen är rätt kritisk.
Om jag minns rätt från andra MMICer så kan man ersätta RFCn med ett motstånd om man kan stå ut med litet prestandaförlust. Dock har du ju internt biasnätverk, och jag vet inte hur det blir då.
Det jag tänkte på finns beskrivet här för MSA0486. Någonstans borde jag ha ett knappt dussin, frågan är bara var ... Är du intresserad av några om jag hittar dem?
Om jag minns rätt från andra MMICer så kan man ersätta RFCn med ett motstånd om man kan stå ut med litet prestandaförlust. Dock har du ju internt biasnätverk, och jag vet inte hur det blir då.
Det jag tänkte på finns beskrivet här för MSA0486. Någonstans borde jag ha ett knappt dussin, frågan är bara var ... Är du intresserad av några om jag hittar dem?
-
hcb
- Moderator
- Inlägg: 5974
- Blev medlem: 23 februari 2007, 21:44:50
- Skype: hcbecker
- Ort: Lystrup / Uppsala
- Kontakt:
Re: Drosselfunderingar
Hitter jag dem får du gärna några gratis. De kostade inte mycket och jag har stor glädje av att följa dina byggen 
Men som sagt, jag måste leta hemma först, och det blir inte förrän tidigast i morgon.
Men som sagt, jag måste leta hemma först, och det blir inte förrän tidigast i morgon.
Re: Drosselfunderingar
Jo, SRF spelar roll. Du får knölar i frekvensgågen runt SRF.
Så se till att lägga SRF där du inte komer att ha signal.
Om det är bredbandigt är alla dessa MMIC bias lite luriga...
Så se till att lägga SRF där du inte komer att ha signal.
Om det är bredbandigt är alla dessa MMIC bias lite luriga...
-
hcb
- Moderator
- Inlägg: 5974
- Blev medlem: 23 februari 2007, 21:44:50
- Skype: hcbecker
- Ort: Lystrup / Uppsala
- Kontakt:
Re: Drosselfunderingar
>Om det är bredbandigt är alla dessa MMIC bias lite luriga
På vilket sätt menar du?
På vilket sätt menar du?
Re: Drosselfunderingar
Det kanske bara är jag, när jag laborerat som tycker det är lite klurigt!
Säg att du gör en bredbandig förstärkare:
1kHz -> 1GHz, du har en spole, den har SRF på säg 1MHz.
Vid SRF kommer din impedans att förändras och förstärkaren beter sig lite annorlunda, vilket ger en dipp i S21.
Ett R i serie brukar lugna ner det, men det brukar fortfarande synas.
Säg att du gör en bredbandig förstärkare:
1kHz -> 1GHz, du har en spole, den har SRF på säg 1MHz.
Vid SRF kommer din impedans att förändras och förstärkaren beter sig lite annorlunda, vilket ger en dipp i S21.
Ett R i serie brukar lugna ner det, men det brukar fortfarande synas.
Re: Drosselfunderingar
Man kan komma i de mest konstiga nitar med oväntad självsvängning i kanske flera GHz mm. för att man valt fel drossel med fel SRF och beroende av impedanserna som är inkopplade före och efter och förstås påverkan från kretskortslayouten... ser man att brus och IM (vid tvåtonstest - det är därför man alltid skall ha två RF-signalgeneratorer och kör två carrier samtidigt när man håller på med bredbandiga kretsar) sticker iväg och nivån ut sjunker så har man med stor sannolikhet någon självsvängning, ibland utanför mätinstrumentens frekvensområde... ibland måste självsvängen triggas igång med någon glappsprak när man skruva på och av anslutningar eller annan transient - och så länge man håller på med mmic så brukar inte saker brinna - dock skall man alltid ha dämpare nog innan spectrumanalysatorn så att det klarar fallet när svingen är mellan rail to rail rent effektmässigt då även mmic som är tänkta för några mW kan ge förvånansvärt mycket effekt när de självsvänger... - håller man på med RF-slutsteg i många Watt-klass så är det en annan sak. då kanske självsvängningen är under någon µs eller tom. ms och sedan är trissan trasig - har man de gamla vita BeO-kapslarna på trissorna så brukade detta synas som en blå blixt inne i kapseln... ...och det är bara att löda loss dessa och i med nya...
Re: Drosselfunderingar
Beror på vilken den tänkta arbetsfrekvensen är. Om förslaget innefattar att man ska ha funktion över 400 MHz, är det ett dåligt förslag eftersom induktansen är tank till en open drain cmos-trissa. Över SRF agerar induktansen kapacitans -> Obetydlig uteffekt pga av utebliven tank-effekt och kapacitiv kortslutniing till jord av RF-signalen via induktorn. Dessutom ännu sämre undertryckning av övertoner relativt grundfrekvens.AndersG skrev: De föreslår en Coilcraft 0603LS-NX or equivalent, denna har 540MHz SRF minimum.
Även om man skulle lyckas hitta en induktans med tillräckligt hög SRF är det ett orimligt impedans-värde. Vid 2GHz motsvara 470 nH en seriell impedans på ett antal kOhm. Det blir då tufft att få ut några större effekter på det som hänger efter induktorn alternativt synålstunn bandbredd.
Kan man nöja sej med lite lägre gain och brus-prestanda för att få maximal bredbandighet så går det bra med ett motstånd istället för induktans. Optimalt värde kan man utläsa från S-parametrarna samt kretsens maximalt tillåtna förlusteffekt.
Re: Drosselfunderingar
Jo det går väl, men inget jag skulle använda. Om funktionen är i GHz-området så ställer den extra ledningslängden pga av pärlan till mer bekymmer än nytta. Ett SMD motstånd räcker.
Se sidan 12 på denna länken, ger komponentvärden på en liknande krets för varierande frekvenser. http://www.analog.com/static/imported-f ... DL5320.pdf
Även rekommenderade förbindningsavstånd är värda att ta hänsyn till om man inte har tillgång till nätverkare och kan designa sitt egna nät.
Se sidan 12 på denna länken, ger komponentvärden på en liknande krets för varierande frekvenser. http://www.analog.com/static/imported-f ... DL5320.pdf
Även rekommenderade förbindningsavstånd är värda att ta hänsyn till om man inte har tillgång till nätverkare och kan designa sitt egna nät.
Re: Drosselfunderingar
Jag lyssnar och lär!
Impedansen går ju upp till SRF, men efter SRF är den ju inte oändlig eller noll helt plötsligt, utan går ner igen i ungefär samma takt den gick upp.
Kretsen borde väl fungera en bit över SRF precis som den gör en bit under?
Nu är det ju inte så enkelt att det bara är en LC parallellresonans oftast.
Jag slog ihop en fulsimulering i LTSpice:
Där sitter det en jättespole L1 på 4700uH // 2nF, mest för att få ner frekvensen lite, men det fungerar ju likadant oberoende av frekvens.
I serie med denna sitter det en varierande spole L2 1, 10 och 100n. Detta symboliserar typiskt ströinduktans etc. Detta påverkar rätt kraftigt.
Frekvensgången blir förvånansvärt rak. Även över SRF på L1. Är det simuleringsfel kanske?
Om vi däremot kollar strömmen genom spolen L1, ser vi att den har en SRF som rätt låg och rätt vass och ful.
Men det syns inte i överföringsfunktionen.
Skärmdump krånglar, men jag klipper in kåden.
Impedansen går ju upp till SRF, men efter SRF är den ju inte oändlig eller noll helt plötsligt, utan går ner igen i ungefär samma takt den gick upp.
Kretsen borde väl fungera en bit över SRF precis som den gör en bit under?
Nu är det ju inte så enkelt att det bara är en LC parallellresonans oftast.
Jag slog ihop en fulsimulering i LTSpice:
Där sitter det en jättespole L1 på 4700uH // 2nF, mest för att få ner frekvensen lite, men det fungerar ju likadant oberoende av frekvens.
I serie med denna sitter det en varierande spole L2 1, 10 och 100n. Detta symboliserar typiskt ströinduktans etc. Detta påverkar rätt kraftigt.
Frekvensgången blir förvånansvärt rak. Även över SRF på L1. Är det simuleringsfel kanske?
Om vi däremot kollar strömmen genom spolen L1, ser vi att den har en SRF som rätt låg och rätt vass och ful.
Men det syns inte i överföringsfunktionen.
Men är det så mycket lägre effekt än motsvarande frekvens under SRF?Vid 2GHz motsvara 470 nH en seriell impedans på ett antal kOhm. Det blir då tufft att få ut några större effekter på det som hänger efter induktorn alternativt synålstunn bandbredd.
Skärmdump krånglar, men jag klipper in kåden.
Kod: Markera allt
Version 4
SHEET 1 1108 680
WIRE -16 -352 -288 -352
WIRE 256 -352 -16 -352
WIRE -16 -256 -16 -352
WIRE 256 -224 256 -272
WIRE 256 -48 256 -144
WIRE 304 -48 256 -48
WIRE 400 -48 368 -48
WIRE 400 160 400 -48
WIRE 256 192 256 -48
WIRE -272 240 -288 240
WIRE -16 240 -16 -176
WIRE -16 240 -208 240
WIRE 192 240 -16 240
WIRE -288 336 -288 240
WIRE -288 480 -288 416
WIRE 256 480 256 288
WIRE 256 480 -288 480
WIRE 400 480 400 240
WIRE 400 480 256 480
FLAG -288 480 0
FLAG -288 -272 0
SYMBOL voltage -288 320 R0
WINDOW 3 24 180 Left 2
WINDOW 123 24 124 Left 2
WINDOW 39 24 152 Left 2
SYMATTR InstName V1
SYMATTR Value SINE(0 0.1 {freq})
SYMATTR Value2 AC 1
SYMATTR SpiceLine Rser=50
SYMBOL ind 240 -368 R0
SYMATTR InstName L1
SYMATTR Value 4700µ
SYMATTR SpiceLine Rser=1 Cpar=2000p
SYMBOL res 384 144 R0
SYMATTR InstName R1
SYMATTR Value 50
SYMBOL npn 192 192 R0
SYMATTR InstName Q2
SYMATTR Value BC546B
SYMBOL voltage -288 -368 R0
WINDOW 123 0 0 Left 2
WINDOW 39 0 0 Left 2
SYMATTR InstName V2
SYMATTR Value 10
SYMBOL cap -208 224 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 32 32 VTop 2
SYMATTR InstName C1
SYMATTR Value 1µ
SYMBOL cap 368 -64 R90
WINDOW 0 0 32 VBottom 2
WINDOW 3 32 32 VTop 2
SYMATTR InstName C2
SYMATTR Value 1µ
SYMBOL ind 240 -240 R0
SYMATTR InstName L2
SYMATTR Value {ll2}
SYMATTR SpiceLine Rser=0.1 Cpar=2p
SYMBOL res -32 -272 R0
SYMATTR InstName R3
SYMATTR Value 10k
TEXT 78 540 Left 2 !.ac oct 100 1k 1G
TEXT 72 568 Left 2 !;tran 1ms
TEXT 72 592 Left 2 !.param freq 100k
TEXT 560 -72 Left 2 !.step param ll2 list 1n 10n 100nRe: Drosselfunderingar
Tyvärr har jag ingen model av Coilcraft, varken S21 eller Spice, som täcker aktuell komponent bortom SRF. Finns ingen data på deras hemsida och har inget mätexemplar. Är för övrigt rätt missnöjd med Coilcrafts data-filer i allmänhet.
Spelar iofs inte så stor roll, man kan använda sej av Muratas liknande Spice-modeller för att förstå grundkonceptet för hur en simuleringsbar induktans är uppbyggd.
Transistorn i fråga är beroende av induktorns förmåga att lagra ström under ena halvperioden för att kunna prestera full uteffekt. Inte helt olikt hur t.ex. en stepup boost spänningsomvandlare fungerar. Bortanför SRF sjunker uteffekten till någon % av vad som är möjligt när induktorn arbetar inom sitt aktiva område, 3dB-tappet kan gissningsvis ligga på SRF*0.7 om man i övrigt impedansmatchar rätt.
Angående uteffekten, väl designat antag ovan spole, 100 MHz, 5 Volt Vcc så blir max uteffekt för given frekvens i en 50 Ohms last (5*0,7)(5*0,7)/50 = 250 mW. Dra ifrån 25 mW i resistiva förluster => 225 mW
Utan att känna till transistorn, det är rimligt att transistorn kapacitivt bidrar med 5 pF, varvid i stort sett ingen reaktiv matchning behövs. Kretsen är hyggligt bredbandig. Gissar 3dB vid +/- 25 MHz.
Om samma induktor används bortom SRF finns ingen induktor att ladda med ström eftersom den nu agerar kapacitivt. Även om vi kompenserar för kapacitiv mismatch stryps tillgänglig ström för transistorn att arbeta med och tank-effekten går förlorad.
Antag 470nH vid 2 GHz resulterar i en kapacitiv impedans på 1 kOhm som inte kan kompenseras bort (om man inte korrigerar med en parallell induktor som ligger betydligt under SRF, vilket gör den första induktorn överflödig). Transistorns interna kapacitans bidrar enbart negativt nu, vid 5 volt blir max ström 5 mA och max effekt 2.5V*0,7*0,0025 = 5mW. Detta dessutom rätt smalbandigt eftersom vi får en kraftigt kapacitiv signalkälla som måste korrigeras till resistiv dito mha av matchningnät som blir betydligt mer frekvens-kritiskt än det nät som behövs i det första fallet. Det är bra om man kan leverera 2-3 mW ut i 50 Ohms lasten.
Spice-parmetrar för en reaktans där simuleringen ska fungera bortanför SRF, kan inte innehålla några seriella reaktivt ideala element, som tillägg på den aktuella komponenten.
Om man tänker att det är induktiva tillägg för anslutningben osv, men så fungerar det inte. Även anslutningsbenen ska i så fall brytas upp i sina reaktiva delkomponenter och definieras som en icke ideal komponent.
En induktor är i en Spice-fil normalt grund-definierad som en ideal induktans med en resistiv serie-komponent mellan mätportarna P1 och P2.
Dess icke ideala delar kan sedan delas upp i ett flertal parallella länkar, var och en med en kondensator eller induktor i serie med ett motstånd, som också är kopplade mellan P1 och P2.
Vet att Coilcraft av någon anledning inte för någon av sina induktanser har bra Spice-filer, alltför förenklade och sällan användbara bortanför SRF, men vi kan titta på en Spice-fil från Murata så ser vi att uppbyggnaden är på detta sätt:
Det är en rätt typisk Spice-fil, som fungerar att simulera vid 6 GHz och ger rimliga resultat upp till 20 GHz. SRF är ca 800MHz för denna induktor.
För att skapa Spice-filen är komponenten uppmätt placerad i en tämligen ideal mätjigg och mätresultatet bryts sedan ned till ett antal diskreta ideala komponenter. Ju fler delkomponeter, desto noggrannare kan man efterlikna det faktiska mätresultatet.
I den praktiska kretsen tillkommer att ta hänsyn till omgivningen, strökapacitans, som alltid ytterligare sänker SRF samt icke ideala transmissionledare, strålningsförluster till luft och PCB, skinneffekter i kopparlaminat....
Ströinduktans behöver man ta hänsyn till om det finns magnetisk kopplingseffekt till en annan, närliggande induktans (distans<<lambda/4), som kan uppvisa någorlunda lågimpediva egenskaper vid samma arbets-frekvenser. Typisk åtgärdar man det genom att placera induktanserna så att magnetfälten är vinkelrätt till varandra eller mha av skärmning samt genom att designa för låg ström och med icke magnetisk kärna så hålls interferenser nere ytterligare, även om de bägge senare alternativen ofta begränsas av andra designkrav. Ströinduktansen är rätt långt ifrån ideal komponent. Bättre simuleringsverktyg rekommenderas om man vill skapa en verklighetsnära beräkning.
Man ska inte göra som i ett radio-projekt jag var inblandad i, där man använde en rätt rejäl, induktor för LF-filtrering av basbandet mha av en stående SMD induktor, och där ett annat designteam tog hand om andra sidan av kretskortet. De använde sej av en liknade induktor på exakt rakt motsatta sidan av PCB, för den switchade spänningregleringen. Spänningsregleringen var ok, men ljudet blev inte HiFi-kvalitet om man inte gillade att höra på PWM-regleringens sång.
Spelar iofs inte så stor roll, man kan använda sej av Muratas liknande Spice-modeller för att förstå grundkonceptet för hur en simuleringsbar induktans är uppbyggd.
Jo så är det, men med den skillnaden att den reaktiva impedansen byter tecken och resulterar i en liten kondensator när SRF passeras.Impedansen går ju upp till SRF, men efter SRF är den ju inte oändlig eller noll helt plötsligt, utan går ner igen
Transistorn i fråga är beroende av induktorns förmåga att lagra ström under ena halvperioden för att kunna prestera full uteffekt. Inte helt olikt hur t.ex. en stepup boost spänningsomvandlare fungerar. Bortanför SRF sjunker uteffekten till någon % av vad som är möjligt när induktorn arbetar inom sitt aktiva område, 3dB-tappet kan gissningsvis ligga på SRF*0.7 om man i övrigt impedansmatchar rätt.
Angående uteffekten, väl designat antag ovan spole, 100 MHz, 5 Volt Vcc så blir max uteffekt för given frekvens i en 50 Ohms last (5*0,7)(5*0,7)/50 = 250 mW. Dra ifrån 25 mW i resistiva förluster => 225 mW
Utan att känna till transistorn, det är rimligt att transistorn kapacitivt bidrar med 5 pF, varvid i stort sett ingen reaktiv matchning behövs. Kretsen är hyggligt bredbandig. Gissar 3dB vid +/- 25 MHz.
Om samma induktor används bortom SRF finns ingen induktor att ladda med ström eftersom den nu agerar kapacitivt. Även om vi kompenserar för kapacitiv mismatch stryps tillgänglig ström för transistorn att arbeta med och tank-effekten går förlorad.
Antag 470nH vid 2 GHz resulterar i en kapacitiv impedans på 1 kOhm som inte kan kompenseras bort (om man inte korrigerar med en parallell induktor som ligger betydligt under SRF, vilket gör den första induktorn överflödig). Transistorns interna kapacitans bidrar enbart negativt nu, vid 5 volt blir max ström 5 mA och max effekt 2.5V*0,7*0,0025 = 5mW. Detta dessutom rätt smalbandigt eftersom vi får en kraftigt kapacitiv signalkälla som måste korrigeras till resistiv dito mha av matchningnät som blir betydligt mer frekvens-kritiskt än det nät som behövs i det första fallet. Det är bra om man kan leverera 2-3 mW ut i 50 Ohms lasten.
Spice-parmetrar för en reaktans där simuleringen ska fungera bortanför SRF, kan inte innehålla några seriella reaktivt ideala element, som tillägg på den aktuella komponenten.
Om man tänker att det är induktiva tillägg för anslutningben osv, men så fungerar det inte. Även anslutningsbenen ska i så fall brytas upp i sina reaktiva delkomponenter och definieras som en icke ideal komponent.
En induktor är i en Spice-fil normalt grund-definierad som en ideal induktans med en resistiv serie-komponent mellan mätportarna P1 och P2.
Dess icke ideala delar kan sedan delas upp i ett flertal parallella länkar, var och en med en kondensator eller induktor i serie med ett motstånd, som också är kopplade mellan P1 och P2.
Vet att Coilcraft av någon anledning inte för någon av sina induktanser har bra Spice-filer, alltför förenklade och sällan användbara bortanför SRF, men vi kan titta på en Spice-fil från Murata så ser vi att uppbyggnaden är på detta sätt:
Kod: Markera allt
*----------------------------------------------------------------------
* SPICE Model generated by Murata Manufacturing Co., Ltd.
* Copyright(C) Murata Manufacturing Co., Ltd.
* MURATA P/N : LQP03TNR12J02
* Property : L = 120[nH]
*----------------------------------------------------------------------
* Applicable Conditions:
* Frequency Range = 10[MHz]-6[GHz]
* Temperature = 25 degC
* DC Bias Current = 0 A
* Small Signal Operation
*----------------------------------------------------------------------
.SUBCKT LQP03TNR12J02 Port1 Port2
C01 Port1 Port2 2.00e-13
L02 Port1 N021 1.35e-07
R02 N021 Port2 8.40e+00
R03 Port1 Port2 2.00e+04
L04 Port1 N041 1.60e-06
R04 N041 Port2 2.50e+03
L05 Port1 N051 8.90e-07
R05 N051 Port2 2.05e+02
L06 Port1 N061 6.80e-06
R06 N061 Port2 1.90e+02
C07 Port1 N071 1.40e-14
L07 N071 N072 7.20e-08
R07 N072 Port2 1.50e+02
C08 Port1 N081 5.29e-15
L08 N081 N082 5.80e-08
R08 N082 Port2 2.00e+02
.ENDS LQP03TNR12J02
*----------------------------------------------------------------------
För att skapa Spice-filen är komponenten uppmätt placerad i en tämligen ideal mätjigg och mätresultatet bryts sedan ned till ett antal diskreta ideala komponenter. Ju fler delkomponeter, desto noggrannare kan man efterlikna det faktiska mätresultatet.
I den praktiska kretsen tillkommer att ta hänsyn till omgivningen, strökapacitans, som alltid ytterligare sänker SRF samt icke ideala transmissionledare, strålningsförluster till luft och PCB, skinneffekter i kopparlaminat....
Ströinduktans behöver man ta hänsyn till om det finns magnetisk kopplingseffekt till en annan, närliggande induktans (distans<<lambda/4), som kan uppvisa någorlunda lågimpediva egenskaper vid samma arbets-frekvenser. Typisk åtgärdar man det genom att placera induktanserna så att magnetfälten är vinkelrätt till varandra eller mha av skärmning samt genom att designa för låg ström och med icke magnetisk kärna så hålls interferenser nere ytterligare, även om de bägge senare alternativen ofta begränsas av andra designkrav. Ströinduktansen är rätt långt ifrån ideal komponent. Bättre simuleringsverktyg rekommenderas om man vill skapa en verklighetsnära beräkning.
Man ska inte göra som i ett radio-projekt jag var inblandad i, där man använde en rätt rejäl, induktor för LF-filtrering av basbandet mha av en stående SMD induktor, och där ett annat designteam tog hand om andra sidan av kretskortet. De använde sej av en liknade induktor på exakt rakt motsatta sidan av PCB, för den switchade spänningregleringen. Spänningsregleringen var ok, men ljudet blev inte HiFi-kvalitet om man inte gillade att höra på PWM-regleringens sång.
Re: Drosselfunderingar
Jag skall ta och simulera lite mer och kanske ta och mäta på något.
När jag har gjort bredbandiga kretsar, oftast oktav eller dekadbandbredd vill jag inte ha för högt Q i dem. Alltså har man en del förluster som man inte anser är något problem. Det skiljer sig en del mot om man optimerar för smalbandiga saker.
OT, Btw, jag har laddat ner Antune, men jag kan inte ställa in frekvensen utanför 2-3GHz...
När jag har gjort bredbandiga kretsar, oftast oktav eller dekadbandbredd vill jag inte ha för högt Q i dem. Alltså har man en del förluster som man inte anser är något problem. Det skiljer sig en del mot om man optimerar för smalbandiga saker.
OT, Btw, jag har laddat ner Antune, men jag kan inte ställa in frekvensen utanför 2-3GHz...
