Hur sätta Imax vid choppning?

[kimmen]

Om anoden är kopplad till plus behöver de bara vara en ggr matningspänningen plus lite marginal. Zenerdioden kommer bara att leda pga läckinduktansen så farten påverkas inte. Iofs - kan de vara dubbla matningsspänningen och fetarna klarar 3 ggr matningsspänningen så skadar det inte, kommuteringen från zener till bodydiod blir snabbare och förlusterna i zenern lägre.

edit:

Okej, så du kör utan. Frågan är ju om du kan hitta en zenerdiod som klarar läckinduktansspikarna bättre än FETarna själva gör. 20A är lite mycket för en "vanlig" zener. Transientskyddsdioder kanske klarar det å andra sidan. Ett annat alternativ är att ha någon kondensator som hjälper till.

Betyder LnR linjär (som i resistorer eller serieregulator)? Det lät väldigt... varmt.

[AndersG]

LnR (tex L/4R)är att ha hög spänning och sedan bränna det mesta i ett motstånd för att få upp stigtiden. Se tex sidan 7 här:
http://www.sfu.ca/phys/430/datasheets/smh29.pdf

Om anoden är kopplad till plus behöver de bara vara en ggr matningspänningen plus lite marginal.

Men poängen är just att låta spänningen från back-EMF stiga till 2xVcc för att få magnetfältet att kollapsa fortare då du bryter.

[kimmen]

Aha. Då blir det ganska mycket värme med den gamla lösningen...

Men poängen är just att låta spänningen från back-EMF stiga till 2xVcc för att få magnetfältet att kollapsa fortare då du bryter.

Det gemensamma magnetfältets falltid kommer i huvudsak att begränsas av att body-dioden i transistorn på den motsatta sidan leder. Hur snabbt strömmen kommuterar från zenerdiod till bodydiod kommer inte att nämnbart påverka hur snabbt det gemensamma magnetfältet sjunker. Det är endast under en mycket kort tid efter transistorn slutar leda som zenerdioden kommer att leda, sedan tar bodydioden på andra sidan över och backspänningen över motorn begränsas till Vcc. (potential 2xVcc på drain hos transistorn som slutade leda. "0V" på motsatta sidan)

Om du vill öka hastigheten som det gemensamma magnetfältet avtar med så måste du höja matningsspänningen så att backspänningen över motorn kan bli högre.

Om du vill veta hur mycket stryk transistorn tar nu kan du ju koppla in oscilloskopet och kolla under hur lång tid transistorerna tvingas i genombrott. Strömmen är ju känd. Sen kan du jämföra med databladet och se om det är OK Potentialen på drain vid brytning bör se ut som en kort spik upp till där zenern eller transistorn bryter igenom, sedan ned till 2xVcc till nästa gång transistorn slår till.

[AndersG]

Jag skall kolla. Just detta med att kontrollera "current decay" är en av orsakerna att man numera använder bipolära drivers tydligen. Med en brygga har man flera möjligheter.

I min första koppling hade jag bara frihjulsdioder. En över fetten och en över lindningen och då klarade motorn nästan inga varv alls. En annan fördel med ökad spänning är att man får upp maxvarvet, men för det som denna fräs skall användas till så är det inte så kritiskt så jag lutar åt en linjär nätdel med två 24V lindningar så att man kan köra 24 eller 48V

Edit:

Sen kan du jämföra med databladet och se om det är OK

Du menar "Repetitive Avalanche Energy" som för IRF540 är 13mJ ? Typ 24V, 20A 27uS?

[kimmen]

Jag skall kolla. Just detta med att kontrollera "current decay" är en av orsakerna att man numera använder bipolära drivers tydligen. Med en brygga har man flera möjligheter.

En stor fördel är ju också att hela lindningen utnyttjas hela tiden, med en unipolär driver så flyter ju ström bara genom ena halvan i taget. Med en bipolär driver borde det gå att få samma vridmoment vid en lägre effektutveckling i motorn alternativt högre vridmoment vid samma effektutveckling. Som exempel ger det ju samma magnetfält att köra x A genom hela lindningen (effektutveckling = x^2 * R) som att köra 2x A genom halva (effektutveckling = (2x)^2 * R / 2 = 2 * x^2 * R). Effektutvecklingen i motorn blir det dubbla för samma magnetfält i en unipolär

Med bipolär driver så slipper man ju också bekymra sig över var energin i läckinduktansen tar vägen vid omslag.

I min första koppling hade jag bara frihjulsdioder. En över fetten och en över lindningen och då klarade motorn nästan inga varv alls. En annan fördel med ökad spänning är att man får upp maxvarvet, men för det som denna fräs skall användas till så är det inte så kritiskt så jag lutar åt en linjär nätdel med två 24V lindningar så att man kan köra 24 eller 48V

Kan tänka mig det, i det fallet så tillåts ju ingen backspänning alls. Dessutom kommer dioderna hindra att magnetfältet byggs upp.

[AndersG]

Vågformen på drain, Vcc = 12V, Y=20V/div, X=2ms/div således har vi cirka dubbla Vcc helt utan dioder, sedan har vi "luddet" från 20kHz som uppskattningsvis är 60V pp

[kimmen]

Prova ställa in triggern på stigande flank så att den triggar när transistorn slutar leda och kör ett snabbare svep (neråt 1-10µs/ruta skulle jag gissa på är lagomt) så bör du kunna se hur högt spikarna går och hur lång tid transistorn ligger i genombrott varje gång (om den ens gör det).

När man vet det kan man räkna ut genombrottsenergin och därmed ta reda på om du ligger inom specen för transistorn eller om du plågar den

[AndersG]

10V/div, 5us/div. Övre vågformen är chopperoscillatorn som även är synk. Nedre är potentialen på drain. Ser ut som en 40V ringning. I detta fallet är vi under genombrottsspänningen på en IRF540

[kimmen]

Borde inte det där vara tillslaget av den motsatta sidans transistor som man ser på bilden? Synken är väl det som sätter igång en transistor och strömgränsen som bryter.

Du skulle kunna trigga på gatesignalens fallande flank i stället för det jag föreslog tidigare. Då slipper du se frånslaget och motsatta sidans tillslag överlagrade som det skulle bli om man triggar på drainspänningens stigande flank.

[AndersG]

Now we are talking...

Y 20v/div, X 1us div (det är bara ett 10MHz skop, med det var dyrt nog 1976..)

Här ser man tydligt hur spänningen stiger till 100-120V och begränsas av lavinförloppet i mosfetten. 120V * 10A * 1us således? dvs 1,2mJ? Ear är 5,9mJ för en IRF530 (som jag kör eftersom jag inte hade 540or hemma)

[kimmen]

Ja kolla

Kör du att den bryter vid 20A nu? Vilken matningsspänning?

I så fall stämmer det, strömmen går ner som en triangel under den där mikrosekunden så den totala energin blir som du räknat ut.

Kollar man på transient thermal impedance i databladet så ser man att den har planat ut vid 1µs och 0.02 duty (som det borde vara i ditt fall vid 20kHz). Det innebär att det i princip räcker med att räkna med medelförlusten från det där. 20kHz * 1,2mJ = 24W och det är ju iofs en hel del i en TO220-kapsel. Å andra sidan så är det ju bara ena sidan i taget som arbetar hälften av tiden när du kör motorn så i snitt 12W i varje från detta.

Det går inte att göra så jättemycket åt den förlusten egentligen i en unipolär drivning förutom att det går att flytta den till en annan komponent, t.ex. zenerdiod eller resistor. Vill man krångla till det så går det att återvinna den, men då krävs en switchomvandlare eller någon sorts resonant snubber.

Om du vill flytta förlusten till en annan komponent tror jag lämpligast är att ha en kondensator som fångar upp spiken och jämnar ut den och sedan en effektzenerkoppling med en effekttransistor. Ett motstånd i kollektorn skulle kunna hjälpa till så att transistorn slipper ta hela effektförlusten. Alla 4 transistorerna från båda faserna skulle kunna dela på clampkretsen.

Förresten, om du lägger clampen vid lägre spänning kommer förlusten att öka. Att minska från 120V till 100V skulle inte göra så stor skillnad däremot. Du tjänar i princip inget i totala förluster på att flytta över förlusterna till en clampkrets, det är mest om det är problematiskt att få ut värmen ur switchfetarna som det kan löna sig.

[AndersG]

Kör du att den bryter vid 20A nu? Vilken matningsspänning?

10A och 12V, kör med lägre ström pga IRF530, men jag testade tillfälligt 14A och då fick jag ut ca 5Nm ur motorn och det låter ju vettigt om de skall ge 7,8Nm vid 20A.

Borde man inte addera denna lavineffektförlust till de rent resitiva förlusterna pga 20A över Rdson ?

Edit: Om vi antar unipolär halvstegning är varje transistor på 3/8 av tiden. 20A^2 * 33mohm = 13,2W, (13,2 * 3) / 8 = 5W

Du har helt rätt i att det är onödigt att överarbeta med en massa clampning och lull-lull. Målet är att få fräsen att gå med befintliga stegmotorer, till rimlig kostnad. Kanske man helt enkelt väljer en ännu större FET, tex en IRFP150N som klarar höre ström och lavinförluster och dessutom har en litet "bättre" kåpa (TO-247AC) termiskt sett? sedan skippar man allt vad clampning heter. (Man kan ju ändå lämna plats för det på kretskortet, för framtida behov). Det som man kunde komplettera med är en termistor som kollar temperaturen och kopplar ur vid övertemp.

Motorerna går ju inte hela tiden heller. Man ar ju pauser och monterar verktyg etc.

[kimmen]

Ah okej, i så fall är det halva den tidigare uträknade energin som gäller vid 10A! Om du höjer strömmen till 20A blir det däremot jobbigare - till att börja med kommer tiden att dubblas (spänning och induktans är samma men strömändringen som krävs är dubbelt så stor). Att höja matningsspänningen till 24V gör också att den blir lite längre, 1,5ggr längre om jag räknat rätt (120-2*12 vs. 120-2*48 volt "över" läckinduktansen). Sen blir ju strömmen dubbelt så stor.

Totalt 1µs * 2 * 1,5 = 3µs

3µs * 20A/2 * 120V = 3,6mJ => 72W vid 20kHz att trolla bort så det börjar svida rejält där... Lägg till ledförlusterna Rds(on) * 20^2 * D (dutycycle för choppern) så blir det ännu mer och glöm inte att Rds(on) ökar kraftigt med temperaturen. Switchförluster tillkommer, men dessa borde vara försumbara i sammanhanget. Den motsatta transistorn får förluster från ledning av bodydioden, Vf * 20A * (1-D).

Å andra sidan så leder ju inte transistorn hela tiden pga att motorn rör sig som sagt, men motorn kan väl stå stilla ibland eller köras sakta? Transistorn och dess kylning blir tvungna att dimensioneras efter 72W + ledförluster. Kylflänsen däremot räcker att den kan kyla bort 2 ggr detta och inte 4 ggr detta.

Att få undan 72W+ ur en TO247 med isolerbricka kan bli krångligt även det tyvärr

Det kanske behövs en clampkrets ändå så kan du kontrollera lite bättre var förlusten tar vägen. Du kan ju ha en gemensam en för att få ner antalet komponenter. Om belastningen kopplas mellan clamp-railen och 24V i stället för mot jord så tjänar man också in 20% av förlusterna om clamp-spänningen ligger kvar vid 120V (använd 150V eller 200V MOSFET).

Med tanke på att det blir 150W att kyla bort så börjar det kännas lite opraktiskt och jag skulle då i alla fall fundera på en alternativ lösning t.ex:

Att sänka chopperfrekvensen om rippelströmmen inte blir för stor, eller att bygga en helbrygga i stället om det inte är någon dum begränsning som gör att det inte går - typ att centertapparna för båda faserna inte går att separera från varandra.

[AndersG]

Att sänka chopperfrekvensen om rippelströmmen inte blir för stor, eller att bygga en helbrygga i stället om det inte är någon dum begränsning som gör att det inte går - typ att centertapparna för båda faserna inte går att separera från varandra.

Motorerna har sex trådar. Vilket skulle då vara det bästa? Att koppla mellan änduttagen och halvera strömmen, eller köra mellan ena änduttaget och mitten och hela strömmen? I båda fallen borde väl momentet vara detsamma?

[H.O]

Hållmomentet blir det samma men induktansen blir högre med båda lindningarna i serie så max hastighet med bibehållet moment sjunker. På motorer med 8 trådar blir induktansen 4ggr så hög när man seriekopplar lindningarna - borde vara det samma på en 6-trådsmotor... Så i princip kan du köra hela lindningen på halva strömmen men du behöver 4ggr så hög spänning för att få samma prestanda.

EDIT: Ooops, var nog lite för snabb med att skicka där.... På en motor med 8 trådar blir induktansen 4ggr högre med seriekopplade lindningar JÄMFÖRT med parallelkopplade lindningar. Så på en 6-tråds motor kanske det "bara" blir dubbla induktansen när man använder hela lindningen jämfört med halva.