Svenska ElektronikForumet

mri skrev:blueint: Ett digitalt resistornät ter sig väldigt bökigt jämfört med en eller några paralella transistorer som kan justeras kontinuerligt.

Ett resistornät har fördelen att du får värmeeffekten över resistanserna primärt. Dessa tål förmodligen mer värme än transistorer/mosfet. Om halvledarna körs i mättnadsområdet får man minimal förlust där konstruktionen är som känsligast. Och man kan styra det hela med en MCU som slår av/på transistorerna så att det inte blir så bökigt.

Med effektförlusten över transistorn måste man hantera max temperaturer osv.. Så det är väl en avvägningsfråga

Hittade schemat. Någon som har tips på vart man kan lägga upp en pdf?

Om det inte är flera MByte stort så får du gärna sända det till mig på mats(dot)byggmastar(at)multi(dot)fi så lägger jag upp det var jag har allt annat jag postat på det här forumet.

Edit: Här är pdf-filen. Tack Spinky Spendrup!

Här hittade jag något intressant om du har pengar MrI... elektronisk last som klarar både konstant ström, spänning eller resistans!

/PeterH

Spinky Spendrup: Minns du ännu hur den fungerar och kan förklara lite? Blocket till vänster: U2C, Q1 och R3 ger ju en konstant ström så när som på att referensspänningen (den ickeinverterande ingången på U2C) tas från kopplingen till höger. Där hänger jag inte med längre. Ser att U2A, U2B och U2D bara är buffertsteg...
Spänningen över lasten mäts delvis genom R1, men den spänningen kommer ju att styras av U2D också... uj, uj, uj...

PeterH: Ca 400 Euro med frakt. Billigt jämfört med att bygga själv. Kommer nog inte att köpa den dock.

mri, för att konstlasta NÄTAGGREGAT....

Ska säga med en gång att idén ursprungligen kom som hjälp från en applikationsinenjör på Analog Devices.

Det är en del fel i schemat ser jag nu. Jag var tvungen att rita av det i all hast från ett annat större schema.

Punkten där R10, C1 möts ska vara kopplad till U3A:1
AD7538 heter DAC:en, INTE AD7838. Analog Devices alltså.

Får se om jag minns rätt.. Och om jag öht lyckades skriva ner rätt av vad jag hade på labdäcket då för några år sedan.

U3A buffert från DAC.
U2D förstärker ggr2 men utspänningen delas / 2 innan den går in i U2C. Öööh, vart väl någon form av buffert av det där också.
U2B... hm... ser mest ut som en buffrad feedback?
U2A, buffert där med.

Så här var det tänkt (tror jag):
Bortse från buffertarna ett tag. Det som ska lastas genererar någon form av spänning som går in i DAC-referensen. Utspänningen kommer vara en produkt av det digital satta värdet på DAC:en och dess referensingång. Utspäninngen sätts som referens till styrningen av last transistorn. U2C försöker alltså hålla den spänning som DAC:en ger över strömmätmotståndet R3 genom att reglera strömmen genom transistorn.

"Det som ska lastas genererar någon form av spänning som går in i DAC-referensen. Utspänningen kommer vara en produkt av det digital satta värdet på DAC:en och dess referensingång. Utspäninngen sätts som referens till styrningen av last transistorn. U2C försöker alltså hålla den spänning som DAC:en ger"

OK, jag anar mig till hur det hänger ihop. DAC'en verkar ju inte göra så stor nytta...? Multiplikationen i den är ju samma sak som en passiv spänningsdelare skulle göra (eller pot om man vill variera graden av "multiplikation"). Jag får ta och grunna lite mer på det här.

bengt-re: Har du nåt schema eller dyl.? Vem gör PWMandet?

Spinky Spendrup: Nu börjar det tändas glödlampor för mig. Kolla följande princip schema. "Onödiga" komponenter avlägsnade:



Om vi först börjar med konstant ström:
Då kopplar vi punkten TP till en fast referens (Vref) och inte till lasten som i schemat. Strömmen genom shunten (R1) ger spänning som går in i komparatorn IC1. Om spänningen är lägre än referensen, går utgången hög och Q1 matar på mera ström tills spänningen vid de båda ingångarna på komparatorn är lika --> konstant ström.

Sen om vi tittar på konstant resistans. U=I*R.
Om spänningen över lasten ökar, måste strömmen öka proportionellt lika mycket för att uttrycket U=I*R skall vara sant. Det åstadkommer vi genom att koppla komparatorns referens (Vref, punkten TP) till spänningen över lasten (dvs. oss själva). --> Om spänningen över lasten ökar, ökar Vref till komparatorn --> komparatorn höjer utspänningen --> Q1 leder mera och höjer strömmen. --> dvs högre spänning ledde till högre ström --> dvs konstant resistans.

ser bra ut, borde gå lätt att testa funktionen

Det finns inte en ganska stor risk för "självsvängning" med en så enkel "loop" Principen ser ut att stämma men det ser för enkelt ut för att kunna undvika ostabilitet Nu vet jag att du skrev att vissa "onödiga"(?) komponenter utelämnats så du kanske redan tagit med detta i beräkningen?

Kul att följa i alla fall, mri du brukar ju göra snygga och väldokumenterade projekt så detta blir säkert också bra

/PeterH

Om OP-ampen är stabil vid enhetsförstärkning så bör det inte vara någon problem. Jag har använt liknande lösning fast med typ BC548-trissor för att göra högimpediva signalinjektorer på tex. telefoledning utan att påverka dess impedans och har aldrig sett självsvängingsproblem i dessa sammanhang.

Modulerbara strömgeneratorer kan var mycket användbart i många fall och öppnar en designrymd för problem som inte kan lösas med sedvaliga spänningsutgångar på enkelt sätt, något som många elektronikbyggare helt missar.

mri skrev:Spinky Spendrup: Nu börjar det tändas glödlampor för mig. Kolla följande princip schema. "Onödiga" komponenter avlägsnade:

Verkar som du fått koll på läget! DAC:en är givetvis inte nödvändig för en manuell last. Nu behöver du bara klura ut hur man gör en last för konstant effekt. Typ en sådan här...

En switchad/pulsad konstlast???
Jag kan inte komma på någon applikation där jag har använt min konstlast (TTi LD300) där jag skulle kunnat ersätta den med en switchad/pulsad konstlast istället.
En konstlastfunktion är ju till sin natur linjär, man vill ju testa vad som händer i närheten av gränserna. Om man då får en massa ripple så kommer skyddskretsar och annat att gå in och störa funktionen.

Nu har jag testat lite på labbplatta med komponenter jag hade hemma:

P1 = 10k (10 varv precisionspot)
IC1 = TL071CN (matades med +/-15 V)
Q1 = IRF1405Z (55V, 75A, 230W)
R2 = 2k2 (gatemotstånd, mellan IC1 och Q1)
R1 = 0R05, 0R1, 0R2 (testade olika värden)

Jag har inte så bra kylning (transistorn bara fastskruvad på en mindre kylfläns) så jag belastade den inte mer än 3.5 A ungefär och så att jag kunde känna på transistorn med fingret. Linjäriteten, dvs hur konstant resistansen är vid olika belstningar varierar kraftigt med hur stort spänningsfallet blir över shunten (R1).

R1 = 0R05: Konstlasten ändrade resistans med ~20% mellan 3V och 20V inspänning över lasten
R1 = 0R2: Konstlasten ändrade resistans med ~5% mellan 3V och 20V inspänning över lasten
osv.

Sambandet är egentligen beroende av strömmen och inte inspänningen..., men hursomhelst, ju mer spänning över shunten, desto bättre linearitet. Antingen sätter man in större motstånd i shunten eller kör en högre ström...
Jag testa att sätta in en extra förstärkare mellan shunten och komparatorn (ca 10 ggr förstärkning). Det hjälpte lite, men inte alls lika mycket som motsvarande mera resistans i shunten skulle ha gjort. TL071 är kanske inte alls lämplig för denna tillämpning?

Jag hade hoppats kunna använda samma lilla shunt (t.ex. 0R022) också för låga strömmar men det verkar inte vara möjligt (edit: hade skrivit omöjligt). I mitt fall vill jag att konstlasten skall fungera hyggligt från 50mA till 50A.