Svenska ElektronikForumet

Ghettoblastern jag bygger skall drivas av två seriekopplade Biltema gelbatterier, och till dessa behövs naturligtvis en laddare. Det skall gå att spela musik samtidigt som man laddar batteriet, och då jag inte vet hur "köpis" laddare hanterar detta så valde jag att bygga en egen (och så lär man sig alltid någonting). Av någon anledning har jag fått för mig att LM317 är en bra variabel spänningsregulator, och den har jag utan större efterforskningar eller samvetskval valt att använda. Det finns säkert bättre lösningar, men då det är en laddare till någonting batteridrivet, så känns det inte som att verkningsgraden är det viktigaste.

Designmål
Laddaren skall kunna ladda gel(bly)batterier någorlunda "rätt", även om det finns en samtidig belastning (av ghettoblastern). Efter lite sökningar på nätet kom jag fram till att en bra laddare har:
- Konstantström när batterispänningen är låg (25 - 33% i ampere av batterikapaciteten i amperetimmar, om jag förstått rätt).
- Konstantspänning för att ladda sista delen (ca. 14,5 V per batteri).
- Underhållsladdning (ca. 13,6 V per batteri).

Design
Tanken är alltså att jag skall lyckas uppnå alla designmål ovan. Detta är den mest komplicerade analogelektroniken jag har designat, och tar gärna emot kommentarer om missar eller förbättringar i designen. Nedan finns en bild av första versionen av schemat, som ännu inte är helt komplett. Komponentvärdena är till största delen inte ännu beräknade, utan bara grovt uppskattade värden (för en max laddström på 1,5 A, vilket är lägre än jag skall ha). En hel del frågor har jag också, men dessa kommer nedan. Jag har nog en känsla för största delen av frågorna, men det vore trevligt om någon smartare kunde förklara/hjälpa till. Genom att fundera och söka kan jag kanske komma fram till rätt svar i varje fall, men jag tror att det kan hjälpa många andra också. Jag har själv försökt förklara och ställa frågorna pedagogiskt. Neden följer en genomgång av schemat.

Strömförsörjning
Laddaren drivs av nätspänning via en transformator (antagligen 2 x 24 V), som ger ca. 34 V glättad likspänning. LM317 har "ripple rejection" på ca. 80 dB. (1) Om jag dimensionerar glättningskondensatorerna så jag får 1 V peak to peak ripple på inspänningen, betyder det då att jag har Vout(ripple) = 20^10 / 80^10 x Vin(ripple) = 0,1 µV peak to peak ripple på utspänningen?

"Pass transistors"
Då batterierna är på 20 Ah är max laddström enligt ovan ca. 5 A. Detta är för mycket för LM317, och jag använder mig därför av "pass transistors" (av Darlington-typ) för att kunna hantera större ström. När strömmen till LM317 genom R1 (1,5 ohm) överstiger ~450 mA börjar Q1 leda och ger en basström till Darlingtontransisterna som förstärker strömmen. Darlingtontransistorerna har ett lågohmigt motstånd på emittersidan för att fördela strömmen broderligt. (2) Behöver jag R8, och vad baserar sig dimensioneringen av detta motståndet på? (3) Hur dimensionerar jag R2?

Konstantspänningsdelen
LM317 håller en konstant spänning på 1,25 V mellan Vout och Vadj, så detta är rätt enkelt. R9 väljs för att ge tillräckligt tomgångsström för LM317 och R4 väljs för att ge en utspänning på 2 x 14,5 V = 29 V (om nu detta är rätt, skall kolla upp det). RV2 är en trimpot som används för att justera inte spänningen. Värdet på denna är inte beräknat, men +- 1 V på utspänningen från ändläge till ändläge är säkert helt okej. Bara att räkna och välja, inga problem. (4) Antagligen är det bättre att koppla RV2 i serie med R4 för att minska effektutveckligen?

Konstantströmdelen
R11 ger ett spänningsfall på ca. 0,7 V när strömmen överstiger max laddström. Detta betyder i sin tur att Q6 börjar leda, som i sin tur sänker gör att LM317 sänker utspänningen. R10 bestämmer hur "aggressiv" strömbegränsningen skall vara. (5) Då det inte finns några krav på snabb reglering för denna applikation, så är ett större värde på R10 bättre än ett mindre (till en viss gräns, förstås), eller?

Underhållsladdning
Tanken är att en mikrokontroller skall kunna ändra om laddningsläget fron konstantspänning till "float charge" (som ju också är konstant spänning). Detta sker genom att mikrokontrollern ger en hög spänning (+5 v) till basen av Q2, vilket i sin tur sänker spänningen från LM317. RV1 används för att justera spänningsnivån för "float charge". Tanken var att mikrokontrollern mäter spänningen från batteriet, och om den t.ex. har varit runt 29 V "tillräckligt länge" så aktiveras float charge.

Simulering
Som ni som läst så här långt har förstått, så känner jag mig inte helt hemma på detta. Därför försöker jag förstå det lite bättre med hjälp av simuleringar. Det verkar fungera som tänkt, och jag har egentligen inga frågor angående detta. Men bara för att ge en lite bättre bild av allt så redovisar jag det i varje fall. Nedan finns en bild av LTSpice shemat. Komponentbeteckningarna skiljer sig från kretsschemat ovan. Om jag inte specifikt säger det så är det "riktiga" kretsschemats komponentbeteckningar som gäller. Simuleringsstegen är enligt följande:
- 0 s, simuleringen startar. Batterispänningen är 24,0 V, vilket innebär konstantström på ca. 1,5 A.
- 2 ... 4 s, batterispänningen stiger linjärt med tiden från 24,0 V till 27,6 V, och laddaren övergår till konstantspänning
- 5 s, float charge aktiveras, utspänningen borde vara ca. 27,2 V
- 7 ... 9 s, batterispänningsn sjunker linjert med tiden från 27,6 V till 24,0 V för att kunna testa "float charge" (uppenbarligen fel värde på spice schemats R4)
Annat
Bortsett från själva "hjärtat" i laddaren så tar jag också gärna emot kommentarer om vad annat som behövs. T.ex. en säkring skall in någonstand. (6) Är det bättre att sätta denna på primär (så känns det i alla fall) än sekundärsidan av transformatorn? Man borde också hindra att laddaren dränerar batteriet ifall nätspänningen försvinner. (7) Är det bäst att fixa detta med en diod i serie med batteriet?

När jag simulerade detta i LTSpice hade jag rätt stora problem med att hela systemet började oscillera. Detta berodde antagligen på att jag använt decimalkomma istället för decimalpunkt för komponentvärden (hoppas ni andra klarar er utan denna tabbe). Hur som helst så fick det en att fundera lite mer på "stabiliteten" i systemet. (8) Hur är det med er yrkesmän, har ni bra koll på sådant redan vid första designen, eller är det något ni kommer fram till efter första prototypen? I detta schema kunde jag t.ex. tänka mig att när man kommer till punkten när "pass transistors" börjar leda, så kunde deras dynamik vara sådan att de börjar leda lite "långsamt", men sedan inte slutar leda helt tvärt. Detta skulle leda till att för mycket ström matas ut och spänningen stiger för mycket, LM317 minskar sedan utströmmen, och sedan blir det lika på minussidan => oscillation.

1: Om du kopplar laddaren till ackumulation utan ström till laddaren brinner laddaren. LM317 tål inte backspänning.
2: Kolla på MAX713(?). Det är en 3-steps laddningsstyrning för blyackumulatorer som fungerar med belastning.

Decimalpunkt eller decimalkomma brukar inte påverka ev självsvängningar utan det ger inmatningsfel vid inmatning eller körning senare och du kan inte simulera om det är 'fel' sort gentemot hur det hela är inställt nationellt i miljön och om programmet ifråga bryr sig om vad som är inställt..

Om du får självsvängning i simulering så _kan_ det indikera att du har problem med stabiliteten i konstruktionen och har för lite fasmarginaler i vissa lastlägen eftersom du har klyddat på darlingtontransistorer etc. med hög strömförstärkning och kanske fördröjningar mer än vad LM317-kretsen är beräknad för.

det du får titta på är att drivningen utförs så att sluttrissorna agerar impedansomvandlare med låg förstärkning och med relativt okänslig respons på inkommande styrsignal och inte som darlingtonsteg med relativ hög förstärkning (för en vek, strömsvag styrsignal) på inkommande styrsignal då LM317 i sig kan mata på rejält med ström för drivningen av effekttrissorna och kan själv ha rollen som 'drivers' för dessa och den vägen minskar ett drivsteg i kedjan och få lägre strömförstärkning totalt sett.

i gamla nationalsemiconductor-databöcker så fanns/finns det typkopplingar med effektrissor i samband med LM317 just för att förstärka utströmmen men ändå stabil koppling - har du titta på dessa ??

Att räkna på stabilitetskriterier är inte på första sidan i elläran om man säger så - utan man får nog snarare söka sig till reglerteorin.

men samtidigt så behöver det inte vara ett problem i verkligheten då simulatorer räknar tidsdiskret, låt vara i små steg men ändå inte tidskontinuerligt vilket _kan_ införa effekter som inte visar sig i verkligheten och motsvarande att effekter som finns i verkligheten inte visar sig i en simulator som tex. termisk brus som kanske krävs för att starta upp en oscillatorkoppling eller störa upprepande sekvenser som sker när man simulerar en oscillatoruppstart och det hela inte kommer igång, men är inte ett problem i verkligheten tack vare termiska bruset som knuffar runt villkoren en smula hela tiden.

Tack för svaren. Antagligen lägger jag till en diod i serie med batteriet för att förhindra ström i fel riktning. Eller så ett relä. Som sagt finns det säkert bättre/enklare lösningar, men denna gång kör jag på LM317.

Du har säkert rätt angående punkt eller komma, men när jag ändrade allt till punkt så försvann svängningarna. Antagligen ändrade jag väl något komponentvärde då samtidigt också...

Det känns som att jag börjar få koll på strömförstärkningsdelen. Jag skall ta och räkna fram sådana komponentvärden så att Darlingtontransistorerna inte reglerar så hårt. Men en sak är ännu ett mysterium för mig. Vad gör R8 för nytta? Den finns med i applikationsexempel, men jag förstår inte dess funktion. Det enda den gör är att låta lite ström gå genom Q1 förrän Darlingtontransistorerna börjar leda. Är det för att komma bort från just "påslagningsläget" för Q1, och komma in på (vad jag antar är) ett lite mer linjärt arbetsområde? En annan tanke var att den finns för urladdning av kapacitanser, men det känns inte lika troligt.

Mycket annat än applikationsexemplen har jag inte sett, och där finns inga förklarningar. Är National databöckerna något som finns på nätet?

'databöcker'

Det är det som är problemet med dagens Internet - den typen av samlingar är svåra att få fatt på (och inga som gör nya) om inte någon vänlig skäl och vågar trotsa copywrite-risken, skannar av dessa och lägger upp dessa någonstans. Förr var det liksom toalettlektyr att bläddra i när de var nyutkomna och något av det man såg fastnade någonstans i bakhuvudet nog för att nästan direkt på armlängds avstånd kunna greppa rätt bok och slå upp det hela på minuten ett antal år senare... idag får man surfa som en jäkla idi*** för att få fatt på samma saker och ännu värre blir när man inte vet riktigt vad man skall leta... eller drunknar i massor av dåliga lösningar där man snabbt skall kunna sovra ut vilka som faktiskt kan vara vettiga, och då måste man ha erfarenhet sedan innan för att kunna bedöma sådant... allt har inte blivit bättre med Internet, tyvärr..

R8:s funktion är förmodligen att snabba på avstängningen av darlingtontransistorerna.
(Snabbare urladdning av de laddningar som finns i basregionen)
Det finns inbyggda motstånd i darlingtontransistorerna med resistans i storleksordningen 10 kohm.
Genom att använda ett yttre motstånd med mycket lägre resistans än 10 kohm blir kopplingen betydligt snabbare och man kan erhålla bättre stabilitet.
En annan funktion hos R8 kan vara att minska spänningsförstärkningen hos transistor Q1, vilket också kan förbättra kopplingens stabilitet.

R7, R8 & R9 är till för att kompensera i skillnader mellan Vbe och inget annat! Transistorerna är inte identiska och de har inte heller exakt samma temperatur varför Vbe är olika för samma ström. Med dessa motstånd kommer variationerna att vara av mindre betydelse helt enkelt.

Precis som att parallellkoppla LED, samma orsak.

Icecap: Du pratar om motstånden R5, R6, R7?

Edit: Nu ser jag att du hänvisar till LTSPICE schemat och jag till det första schemat (Eagle?).

Ah... Ja, i det schema är R8 för att kompensera för läckström från Q1 så att darlington-transistorerna faktisk kan stängas ner.

Tack igen för svaren. Då var jag alltså inne på rätt spår med båda mina funderingar, men träffade inte helt rätt. Men nu är det i alla fall klart. R8 "dödar" effektivt läckströmmar från Q1 och snabbar upp urladdning av kapacitanser.

Då borde det bara vara att tuta och köra, förutsatt att inga nya problem dyker upp. Lärorikt är det åtminstone.

Jag får be om ursäkt för olika beteckningar i de två schemorna. Kommer det nått mer så kan vi försöka hänvisa till "riktiga" (kicad) schemat.

Angående databöcker är det som sagts att det tyvärr inte trycks några längre oavsett tillverkare. För några år sedan vet jag att många tillverkare gav ut på CD men även det är borta. Det man kan göra är att gå in på tillverkarens hemsida och i bland kunna ladda ner ett datablad i form av en PDF-fil. Men ofta vill man ha hela boken.

Jag har själv sparat alla data böcker från slutet av 70 talet fram till 2000 då dom flesta försvann. Det är en guldgruva. Många speciellt från 70-80 tal hade väldigt detaljerade beskrivningar, kopplingsexempel och i vissa fall även exempel på kretskort mönster. Dessa blir ju sällan "omoderna" då kopplingarna fungerar i princip på samma sätt oavsett krets. Det är bara att anpassa till den nya kretsens prestanda/data.

Har en data bok om transistorer från 70-talet som är tjock som lagboken och är rena "undervisningen". Den heter: "The semiconduktor data book" utgiven av Motorola. Där finns alla parametrar för transistorer, fina diagram, testuppkopplingar för HF-steg och mätning av stigtider, läckströmmar mm. Detta saknar man idag. För konstruktören är ju detta super.

Förra veckan var det så fint väder att man inte kunde sitta inne och fundera på batteriladdare, men nu har det skett en del framsteg. Jag skippade Darlingtontransistorerna för strömförstärkningen och gick istället in för effekttransistorer av PNP typ. Det blev helt enkelt för invecklat att hålla kolla på förstärkningar hit och dit (med varierande "hFE"). Detta känns nu som rätt lösning. Vidare så har jag gjort mindre ändringar i nästan alla andra delar också och bestämt komponentvärden. Det uppdaterade schemat finns bifogat nedan. Observera att komponentbeteckningarna igen skiljer sig från tidigare, men nu kör vi på detta, och jag försöker att behålla dessa framöver. Nedan följer en genomgång av schemat likt tidigare, men mer i form av förklarningar och mindre i form av frågor. Strömförsörjning
Jag hade först tänkt parallellkoppla en 2 x 24 V AC ringkärnetransformator, men insåg att det blir problem att få spänningen att räcka till. Det blir nu istället en seriekopplad 200 VA transformator på 2 x 30 V AC istället. Glättningen sker med 4 x 4700 µF kondensatorer, vilka ger lite på 1 V amplitud på rippelspänningen vid 4 A belastning. Likspänningen blir på runt 40 V.

"Pass transistors"
Som jag redan nämnde gick jag in för effekttransistorer av PNP typ. Dessa börjar leda när emitter-bas spänningen överstiger ca. 0,65 V. Med ett seriemotstånd (R4) på 1 ohm för LM317 så innebär det att transistorerna börjar ledan när strömmen till LM317 överstiger 650 mA. Strömmen genom "pass transistors" stiger sedan linjärt med strömmen till LM317. När det går en 1 A ström till LM317 så blir det 0,35 V kvar till emittermotstånden, vilket innebär att strömmen genom varje effekttransistor kommer att vara 0,35 V / 0,33 ohm = 1,06 A. Totalströmmen på 4 A fördelas alltså rätt så broderligt (vid full last). Fördelningen av strömmen till transistorerna är "långsam" och utan att (kunna) räkna på detta så tror jag att det förhindrar självsvängningar. Emittermotstånden ser också till att det går lika stor ström genom varje transistor.

Konstantspänningsdelen
Här har funktionen inte ändrat sedan tidigare, även om det har blivit vissa ändringar. LM317 "ger ut" en spänningsreferens på 1,25 V mellan Vout och ADJ pinnarna, och med ett 120 ohms motstånd blir strömmen 10,4 mA. Resistansen för nedre delen av spänningsdelaren som utgörs av R8 / R9, RV2 och R10 kan varieras mellan 2530 och 3000 ohm. Spänningen över dessa kan alltså varieras från 2,530 kohm * 10,4 mA = 26,3 V och 3 kohm * 10,4 mA = 31,2 V med hjälp av RV2. Utspänningen från LM317 är 1,25 V högre än detta och sedan sjunker spänningen med 0,3 - 0,5 V i seriedioden för batteriet.

Konstantströmdelen
På grund av att jag stötte på självsvängningar i simuleringarna gjorde jag lite förändringar för att bättre kontrollera strömbegränsningens aggressivitet. Jag flyttade också strömbegränsningen "efter" spänningsdelarna för att strömavkänningsmotståndet inte skall påverka spänningen över batteriet när strömmen är under "begränsande" värdet. Transistorn Q4 börjar leda när basen är ca. 0,6 V högre än emittern. Detta sker när laddströmmen är 0,6 V / 0,18 ohm = 3,33 A. När laddströmmen är 4 A blir spänningsfallet över R6 0,72 V och spänningen över emittermotståndet R5 0,12 V, vilket ger en emitterström på 15 mA. Detta innebär att det inte blir kvar någon ström för nedre delen av spänningsdelaren R8 / R9, RV2, R10 och utspänningen från LM317 blir någon enstaka volt.

Underhållsladdning
Tanken här är att transistorn Q5 "stjäl" strömmen från R10 för att sänka utspänningen från LM317. När transistorn inte leder är spänningsfallet över R10 ca 3,3 V, och detta kan minskas till ca. 0,3 volt (spänningfallet över kollektor-emitter vid mättning). RV1 används för att justera utspänningen från LM317 vid underhållsladdning. När RV1 har motståndet 0 ohm är det (nästan) som att R10 vore kortsluten, och när RV1 har motståndet 1 kohm så sker (nästan) ingen förändring i utspänningen.


Det här känns rätt bra, i väntan på att någon skjuter ner min fina design. Nu beställer jag i alla fall komponenter, så får jag testa lite.

En sak när det gäller trafon, den är på 30 V. AC. Vilket gör; AC spänningen *1,41= 42,3 V. DC-glättad spänning. Med nät spänningsvariationer på +2-3% ,vilket är rimligt finns det risk att likspänningen till 317 kan ligga på närmare 44V. vilket skulle kunna skada 317. Vet av erfarenhet att dom flesta regulatorer är känsliga för överspänning. Man kan "misshandla" dom ganska ordentligt, kortsluta, överbelasta mm. det finns det skydd för men inte för överspänning.

Min rekommendation är att du väljer en trafo med en max. AC-spänning på 26 V. Då får du en likspänning på 37 V. Lite marginal är bra om det blir överspänningar på elnätet.

Det är ju synd om du av den anledningen skulle köra sönder stabben! Och även om den inte skulle gå sönder kan den få en del hyss för sig vid överspänning, bl.a att strömgränsen kan fungera lite konstigt.

Annars är det en fin design!

Du har helt rätt angående trafon, 26 V AC hade varit bättre. Lokala butiken hade dock inget som ger någonting mellan 24 och 30 V AC, så därför blev steget ända upp till 30 V. LM317 är "flytande" (som du säkert vet), så det är endast Vin - Vout som har betydelse (och förstås också spänningen på ADJ pinnen). Utspänningen skall aldrig vara under 25 V, så i normalfall borde det inte vara något problem. Men om man kortsluter utgången finns det nog risk för att LM317 brinner. Det kan jag leva med. Strömpåslag och avstängning är två andra specialsituationer, men jag tror att det skall klara sig. I annat fall får jag lägga in lite dioder för att ta ner spänningen, eller också byta transformator.

Jag gjorde en deluppkoppling av laddaren på labbdäcket också, men med lägre spänningar och strömmar (bild nedanför). En AVR är inkopplad för att testa mäta strömmar och spänningar, och det verkar fungera rätt hyfsat. De av AVR:en uppmätta värdena syns i terminalen i bakgrunden, och på multimetrarna syns direkt uppmätta värden. Det är lite kast i värdena, men det beror nog till största delen på att detta är snabbt ihopslängt och ingenting är helt justerat. Laddströmmen på ca. 0,4 A ger också upphov till en liten skillnad i jordpotential mellan batteriet och AVR:en.

Projektet har gått långsamt framåt den senaste tiden, men nu börjar det närma sig kretskortstillverkning. Nedan kompletta scheman och pcb-design för laddaren. Det blir några småändringar än, men knappast något större. Jordplan skall jag åtminstone lägga till.