Svenska ElektronikForumet

Har fått totalt hjärnsläpp...Eller så har man pysslat på tok för lite med växelström

Om man tar en trafo som har sin effekt-rating angivet i VA, kan man tänka VA som W om man likriktar och glättar efter trafon?

Säg t.ex. att jag behöver 34 VDC och 5 A max. Klarar jag mig då med en trafo på 120 VA ((√2/24)*5), eller måste man räkna annorlunda?

Och en liten tilläggsfråga, för trafos med dubbla lindningar, är det standard att ange effekttåligheten per lindning (om inget annat anges)? Jag har uppfattat det så, men är långt ifrån säker.

Om spänningen likriktas och glättas av dioder och kondensator kommer det bara gå ström genom transformatorn kring topparna på sinusspänningen. Strömmen kommer alltså gå i pulser som kan vara 10 ggr högre än medelströmmen. Det betyder att RMS-värdet på strömmen kommer vara högre än medelströmmen. Effekten på lasten kan alltså inte vara lika hög som VA-värdet, för då kommer transformatorn bli varmare än det är tänkt.

Ah! Hur bör man räkna? Finns det någon fiffig formel jag inte känner till? Sitter och kollar i min Tabell- & Formelsamling, men där verkar det inte finns något konkret. Känns ju synd att välja på tok för stor/dyr trafo, då det med lätthet kan handla om åtminstone 30-50 i månaden.

Vanligast om inget anges är den totala ratingen på trafon.
Nej VA är inte samma som W, eftersom du alltid har en del förluster mm i trafon.
Dessutom, ju större glättningskonding, desto mindre effekt kan du ta ut från trafon.

För normala designer är effekten P nånstans runt 0,8-0,9 av den skenbara effekten, men vuid mycket stora glättningskondingar sjunker uttagbar effekt till kanske 50% av den skenbara effekten.

Det har varit en del andra trådar här på forumet som handlar om det här, och där några tumregler angetts. Om kondensatorn väljs så att den är så liten som möjligt kommer transformatorn leda strömmen under längre tid varje period, vilket hjälper att sänka RMS-strömmen. Om en induktans sätts mellan likriktaren och kondensatorn sjunker RMS-strömmen ytterligare, och även den likriktad medelspänningen blir lägre under belastning.

Jag skulle antagligen simulerat i LTspice för att få ett hum om vilka kondensator- och drosselvärden som krävs. Det är enklare än att räkna efter tumregler, och ger bättre hum om hur kritiska värdena är.

Oki, tackar för informationen!

Då blir det till att simulera lite! Glättningskondensatorn kommer hållas så liten som möjligt, i den här applikationen tror jag inte det är dundernoga med superfin spänning. Tipset om drosseln var superbra!

Finns några väldigt bra små verktyg,
http://www.duncanamps.com/psud2/index.html
och http://www.miscel.dk

TomasL skrev:Vanligast om inget anges är den totala ratingen på trafon.
Nej VA är inte samma som W, eftersom du alltid har en del förluster mm i trafon.
Dessutom, ju större glättningskonding, desto mindre effekt kan du ta ut från trafon.

För normala designer är effekten P nånstans runt 0,8-0,9 av den skenbara effekten, men vuid mycket stora glättningskondingar sjunker uttagbar effekt till kanske 50% av den skenbara effekten.

Sist jag räknade och simulerade på det här kom jag fram till att Put blir ca 0.7*VAin när en transformator med "10% reglering" belastas med märkström och mycket stora kondensatorer. Visst blir effektfaktorn lite bättre med små kondensatorer, men det är inte märkbart förrän man har vansinniga mängder rippel - typ 50% eller så. Det beror på att transformatorns resistans och induktans helt dominerar uppladdningsförloppet.

Har transformatorn försumbar resistans, t.ex. för att det inte finns någon som när man glättar nätspänningen direkt, blir det värre och då har kondensatorns storlek största betydelse.

Det är rätt vettigt att simulera såna här uppkopplingar, men glöm inte transformatorns serieresistans för då blir det bara tok! Att uttagbar effekt minskar med större glättningskondensator är för "normala" transformatorstorlekar (säg upp till några tusen VA) mest en myt som troligen kommer från verklighetsfrånvända simuleringar med ideala sinusspänningskällor.

edit: Hittade just en tabell jag räknat ut tidigare för brygglikriktare matande stor kondensator och antaget att serieimpedansen är huvudsakligen resistiv (läckinduktans förbättrar effektfaktorn från dessa värden): r är transformatorns överspänning olastad jämfört vid resistiv märklast
K är strömmens formfaktor, dvs Isek(RMS) = K * Iut(DC)
c är strömmens toppfaktor, Isek(topp) = Isek(RMS) * C
Kc är vad strömmen i filterkondensatorerna blir. Ikondensator(RMS) = Kc * Iut(DC)

Utspänningen (medelvärde) blir då ungefär, vid märkström,

Udc = [(1+r)*sqrt(2) -c*r)]*Uac - 2*Vd

om jag inte nu räknat fel. Uac är alltså märkspänning vid resistiv märklast för trafon och Vd diodspänningsfallet.

Put = Udc * Iut(DC) = Iut(DC) * ([(1+r)*sqrt(2) -c*r)]*Uac - 2*Vd )
och skenbara effekten Sin = Iac * Uac = K * Iut(DC) * Uac ger då för r = 10%:

Put / Sin = ([(1+r)*sqrt(2) -c*r)]*Uac - 2*Vd ) / (K*Uac), vilket om man låter diodförlusterna (c:a 2W/A) räknas som en del av uteffekten blir [(1+r)*sqrt(2) -c*r)]/K = (1.1*1.41-2.3*.1)/1.8 = 0.73.

Observera att utspänningen blir lägre än sqrt(2) * Uac - 2*Vd vid fullast. I det här fallet blir det c:a (1.3 * Uac) - 2*Vd och det stämmer bra med de formler som transformatortillverkare brukar ange.

Att uttagbar effekt minskar med större glättningskondensator är för "normala" transformatorstorlekar (säg upp till några tusen VA) mest en myt som troligen kommer från verklighetsfrånvända simuleringar med ideala sinusspänningskällor.

Enligt mina simuleringar påverkar kondensatorn knappt något alls ifall lasten drar konstant effekt (lasten är t.ex. SMPS). Men om lasten drar konstant ström (lasten är t.ex. linjärregulator) så påverkar kondensatorn en del (liten konding kan minska RMS-strömmen 20% jämfört med stor).

bearing: Det verkar märkligt. Är kondensatorn stor så ripplet är försumbart och utspänningen konstant blir ju en konstanteffektlast och en konstantströmslast samma sak.

Ripplet var inte försumbart. Jag testade med två kondensatorer med skillnaden faktorn 10. Resultatet beror delvis på att konstantströmslasten drog lägre effekt i snitt med liten konding, så det kanske inte var en helt rättvis jämförelse. Men man kunde även se på strömkurvorna att den ena hade korta och spetsiga toppar, och den andra hade mer utdragna med lägre toppvärde.

Men då hade du en ganska styv källa eller?

Det jag sett är att, i alla fall för realistiska transformatorer och med konstantströmslast på utgången är effektivvärdet hos strömmen från transformatorn (och den skenbara effekten) relativt konstant när kondensatorvärdet varieras från "lagom" till oändligt stor. I det området är ripplet omvänt proportionellt mot kondensatorvärdet medans utspänningens medelvärde är konstant. Går man å andra sidan åt andra hållet med kondensatorvärdet minskar den skenbara effekten på ingången, men det gör då även uteffekten eftersom utspänningens medelvärde börjar sjunka när ripplet är stort jämfört med spänningsfall över resistanser i kretsen. Då börjar strömpulserna också att se mer ut som de spetsiga sågtandsformade pulserna man får med en ideal spänningskälla till skillnad från de mer rundade som fås annars.

0,5 ohm, 230VAC och 3000W belastning hade jag. 500uF resp. 5000uF. 500u är så litet att ripplet blir 160V, så det kanske inte är ett rimligt värde att använda. Men det blir i alla fall som sagt (lite) lägre RMS-ström med konstant ström än med konstant effekt, även om den konstanta strömmen ökas så att medeleffekten är samma.
http://dl.dropbox.com/u/770240/1phaseComp.asc

Om man googlar på "rectifier choke input" så hittar man en hel del intressant information.
Verkar inte vara en så vanligt att använda den kopplingen (numera).

Mycket vanlig i rörsaker, då likriktarrören i regel inte tål så stora kondingar, dock är det dyrt och bulkigt.