Svenska ElektronikForumet

Intressant, förstår inte allt men det verkar vara ett "rent" diffsteg.

Tack för att du delar med dig!

MVH/Roger

Nu har jag caddat ingångssteget.

Jag är osäker på utgångsnivån men har anpassat det till den A/D jag använde i mitt examensarbete.

Frågan är dock om 1mV/ruta (och då alltså peak) ska styra ut A/D'n fullt ut, eftersom det normalt sett är 8 rutor vertikalt så kanske 1/8-del räcker?

Jag tror det blir så dvs förstärkningen skall minskas med en faktor 8.

Men eftersom jag inte ska använda nån A/D så blir detta lite akademiskt, dock måste jag generera en utsignal som Y-förstärkaren klarar att förstärka utan att tappa för mycket bandbredd.

Ju högre signal innan Y-förstärkaren desto bättre känner jag.

Detta får ändå bli ett första utkast.

MVH/Roger
PS
I A/D-fallet måste utgången biaseras kring 1,71VDC (1,55V-3,26V conversion range).

Såhär ska jag göra.

Kom på att jag ju nyligen köpt några PCB från min Kina-kontakt som jag kallat KOP dvs Knoppson Operational Amplifier.

Jag tog mig en titt på den och jag gillar den bättre än ovanstående alster, den är liksom renare med färre komponenter.

Jag har dock designat den lite lustigt, det är ett halvt EU-kort med lödörona/benen placerade som på en vanlig singel-OP, inga plintar här inte

Det ska bli spännande att testa den här suveräna diskreta OP'n i verkligheten

Jag har dock ändrat några motståndsvärden för jag vill inte det ska gå för mycket ström, total strömförbrukning per ingångssteg är nu knappt 6mA.

Jag har också involverat några komponenter som skall sitta externt på OP, dessa är blå och har x som suffix.

MVH/Roger
PS
Jag tror jag kommer få bandbreddsmässiga problem mellan T5 och T7, skulle behövt en emitterföljare där, men å andra sidan hjälper det väl inte så mycket att ha en emitterföljare före en emitterföljare

Såhär ska jag göra med högspänningsdelen.

Inspirerad av mitt högspännings-OP projekt (KHO)

MVH/Roger

Jag har nu designat matningssteg för X, Y och Z.

Vet inte om dom fungerar men jag tror det, framförallt tror jag inte dom utgör nån fara (så länge man håller fingrarna borta).

MVH/Roger

Frekvens på omvandlaren?
Skulle ha tagit en snabbare diod än 1N4007 (ok för några 100Hz) men inte för 20-40kHz.
Komplettera 1u kondensatorn med 10-100nF parallellt (1u är mer än tillräckligt om du kör 20kHz)
Blir POP-ljud när du laddar ur 1u vid 800V med mejseln fast det vet du väl om.
Du kan säkert köra omvandlaren utan reglering för så kinkigt är det inte med anodspänningar.
Är lite mer lyx om det är stabiliserat. Då får du filtrera +12V in till omvandlaren så att det inte
stör Y-förstärkaren (syns direkt på CRT, yttrar sig som krusningar på skärmen eller oskärpa).

Hur snabb switchning får du på med 10k på gate till jord?
Uppladdningen går väl fort men urladdningen?
Ett litet buffertsteg (NPN/PNP) som du har på laddningspumpen med 4069
mellan IC och IRF-MOSFET blir nog bra.

Hur många mT (milliTesla) har du tänkt att "köra ferritkärnan" med. 200-250mT?

Du kan lägga till fler lindningar på trafon och plocka ut +/-12V ur den så slipper du dubbla "nätdelar".

YD1150 skrev: Frekvens på omvandlaren?

\(f=\frac{1,3}{R_TC_T}...Hz\)
dvs c.a 60kHz.

Skulle ha tagit en snabbare diod än 1N4007 (ok för några 100Hz) men inte för 20-40kHz.

Dåligt av mig

Komplettera 1u kondensatorn med 10-100nF parallellt (1u är mer än tillräckligt om du kör 20kHz)

Mycket bra tips, tack!

Blir POP-ljud när du laddar ur 1u vid 800V med mejseln fast det vet du väl om.

Nej, det kan jag inte påstå

Menar du att ett seriearrangemang av säg 3st 330k (som typiskt tål 300VDC var) är bra?

Du kan säkert köra omvandlaren utan reglering för så kinkigt är det inte med anodspänningar.
Är lite mer lyx om det är stabiliserat.

Lite onödigt att ta bort en reglering som redan finns där

Då får du filtrera +12V in till omvandlaren så att det inte
stör Y-förstärkaren (syns direkt på CRT, yttrar sig som krusningar på skärmen eller oskärpa).

Här förstår jag inte vad du säger, jag kör ju med 12V batteri, om du minns?

Hur snabb switchning får du på med 10k på gate till jord?
Uppladdningen går väl fort men urladdningen?

Jag är en idiot

Ett litet buffertsteg (NPN/PNP) som du har på laddningspumpen med 4069
mellan IC och IRF-MOSFET blir nog bra.

Tror jag satsar på 100 Ohm mellan Gate och backe istället, tror du det kan duga?

Hur många mT (milliTesla) har du tänkt att "köra ferritkärnan" med. 200-250mT?

Nu ska vi räkna lite här:

\(U=N\frac{d\Phi}{dt}=NA\frac{dB}{dt}\)

och eftersom godtyckliga periodiska signaler kan Fourierutvecklas så kan en av dom tonerna hos B skrivas

\(B=B_0e^{jwt}\)

vilket deriverat med avseende på t ger

\(\frac{dB}{dt}=jwB\)

dvs vi har att den inducerade spänningen (lika med den drivande spänningen, antar jag lite försynt)

\(U=NAwB\)

som ger

\(B=\frac{U}{NAw}\)

där U är spänningens amplitud vilket är samma som fyrkantens amplitud.

Några data:

2Np(XY): 20
Ns(XY): 25
2Np(Z): 20
Ns(Z)=100
w=2pi*60kHz~380kRad/s
A=24mm^2=24E-6m^2
Bmax(FT82-77)=0,46T

Ungefär 10Vp pulsas växelvis in i varje primärhalva, ena Np utsätts alltså för 10Vp medans den andra Np utsätts för 0V, sedan växlar det åt andra hållet, här är jag dock konfundersam för hur kan reglering egentligen ske om det hela tiden pulsas push-pull fast bara sett över en period?

Skapas det möjligtvis tidsluckor i en period där ena trissan drar under 40% (säger vi) av halvperioden och andra trissan gör likadant för då får man ju egentligen nån slags PWM, eller?

Jag tror på detta OCH jag tror också att det är viktigt att varvtalsförhållandet hos trafon ger en HÖGRE maximal spänning som SG3524 sedan reglerar ner (för upp kan den inte reglera, liksom).

Men om vi då har 10Vp (=Ve@50%SQR) in i Np då blir B bara 0,1T

Du kan lägga till fler lindningar på trafon och plocka ut +/-12V ur den så slipper du dubbla "nätdelar".

Det här förstår jag inte riktigt, för du menar väl i så fall att +/-800V och +/-250V skall tas ut på samma trafo, +/-12V begriper jag inte vad jag skall ha till...vänta nu, jag får ju spänning till hela LV-systemet som plötsligt överstiger de faktiskt lite för klena +/-5V som jag har sedan förut, är det det du menar?

Jag älskar dina kommentarer!

Speglar bara hur kass jag är på elektronik

MVH/Roger

Spänningen mellan GND och Drain på IRF640 borde väl vara ca 2 x Vcc då det blir en
sparkopplad transformator. Så den ser nästan (visst spänningsfall i MOSFET) ett sving från noll till +24V på drain
med matning på +12V. En lindningshalva (drain till +12V) får 12V över sig då en MOSFET leder men sen induceras det
12V extra (från andra lindningshalvan) på den andra MOSFET:en som är oledande för stunden.

Om "nätdelen" så kallade jag den för nätdel utan att den behöver vara just 230VAC utan +12V "nätspänning".
Namnet kanske inte var det bästa valet.
Men en gemensam strömförsörjning som ger ut flera spänningar på en gång sparar utrymme.

En tanke var att just bara generera 400Vpeak (fyrkantsvågen svänger mellan +400V till -400V)
och halvvågslikrikta (exakt som du har gjort) för att senare "seriekoppla"
(plockar ut 800V över två elytar) så behövs det bara 50% av lindningen = hälften så många varv
att linda och mindre risk för ringningar i lindningen (blir en massa kapacitanser mellan varven + högspänning)
Mittpunkten som nu är jordad får flyta fritt och jordar +400V istället, då blir det -800V ut.
(enklare om jag ritar upp ett schema.....)

Har jag förstått det hela rätt så har du en 800Volts del bara för feedback.
Spånar fritt....
Men om motståndet 1k (nu anslutet till jord) på pin 1 på SG3524 kopplas till +5V
och ditt 319k kopplas till -800V istället löper regleringen amok då
Ingångarna på pin 1 och 2 strävar efter att vara på +2,5V.


Det kanske är lättare för dig att linda transformatorn på t.ex. en ETD29-kärna med två halvor & bobin+ clips.
Inget fel med toroid men det blir många varv att linda. +/- 12-15V ger lite mer marginaler i förstärkaren (tycker jag).
Du kan dessutom lätt skapa en isolerad matning till glödtråden, behövs nog bara ett fåtal varv för 6,3V glöd.

YD1150 skrev:Spänningen mellan GND och Drain på IRF640 borde väl vara ca 2 x Vcc då det blir en
sparkopplad transformator. Så den ser nästan (visst spänningsfall i MOSFET) ett sving från noll till +24V på drain
med matning på +12V. En lindningshalva (drain till +12V) får 12V över sig då en MOSFET leder men sen induceras det
12V extra (från andra lindningshalvan) på den andra MOSFET:en som är oledande för stunden.

Tänkte faktiskt att det kanske kunde vara så idag men jag avfärdade det, roligt att jag var nära i alla fall

Om "nätdelen" så kallade jag den för nätdel utan att den behöver vara just 230VAC utan +12V "nätspänning".
Namnet kanske inte var det bästa valet.
Men en gemensam strömförsörjning som ger ut flera spänningar på en gång sparar utrymme.

Bra tänkt!

En tanke var att just bara generera 400Vpeak (fyrkantsvågen svänger mellan +400V till -400V)
och halvvågslikrikta (exakt som du har gjort) för att senare "seriekoppla"
(plockar ut 800V över två elytar) så behövs det bara 50% av lindningen = hälften så många varv
att linda och mindre risk för ringningar i lindningen (blir en massa kapacitanser mellan varven + högspänning)
Mittpunkten som nu är jordad får flyta fritt och jordar +400V istället, då blir det -800V ut.
(enklare om jag ritar upp ett schema.....)

Det här måste jag tänka över men det låter mycket bra

Har jag förstått det hela rätt så har du en 800Volts del bara för feedback.

Ja, en nästan fånig tanke men jag gillar inte att tänka negativt (även om jag är en rätt negativ filur ).

Spånar fritt....
Men om motståndet 1k (nu anslutet till jord) på pin 1 på SG3524 kopplas till +5V
och ditt 319k kopplas till -800V istället löper regleringen amok då
Ingångarna på pin 1 och 2 strävar efter att vara på +2,5V.

Nu tänker jag på ditt förslag...vänta...jag tror jag fattar, om jag helt enkelt kastar om IN- med IN+ då får IN- 2,5V som referensspänning, sen har IN+ 1k till backe och en 319k feedback från -800V (som vi bytt till) som kommer ge tillbaka den negativa återkopplingen ty IN+ har nu en negativ insignal.

Det jag till viss del ändå förstår med sånt här det är att (högförstärkande) felförstärkare ihop med negativ återkoppling helt enkelt är tricket, man måste bara fatta tecknet på återkopplingen, egentligen.

Det kanske är lättare för dig att linda transformatorn på t.ex. en ETD29-kärna med två halvor & bobin+ clips.
Inget fel med toroid men det blir många varv att linda. +/- 12-15V ger lite mer marginaler i förstärkaren (tycker jag).
Du kan dessutom lätt skapa en isolerad matning till glödtråden, behövs nog bara ett fåtal varv för 6,3V glöd.

Antar du menar ingångssteget nu?

I så fall håller jag med dig dvs +/-5V är för dåligt, trissorna kommer knappt kunna jobba med typ 3V över sig för dom är inte "klara" då, det funkar dock men det kommer inte funka bra.

Tack för ännu ett roligt och intressant inlägg, jag har nu lite att fundera kring.

MVH/Roger
PS
LaRdA har gjort ett par nålar till mig som man kan linda toroider med

Okej YD1150, vad säger du nu då?

För mig finns nu bara tre orosmoln:
1) Faktiskt antal varv på kärnan (och därmed flödestäthet).
2) Varvtalsförhållandet (som jag spontant tycker skall vara högre än nödvändigt för att SG3524 skall kunna PWM:a ner)
3) Kärnmaterialet

Diodernas snabbhet är jag dock tveksam till betydelsen av, viktigare kan vara att dom tål reverseringsspänningen som jag tror blir dubbelt jämfört med nominell utspänning dvs när sinus går hög så laddas glättningskondingen upp med Up Volt, när sedan lindningen svänger negativt då fås 2Up negativt över dioden, eller?

MVH/Roger
PS
Just nu är frekvensen som sagt 60kHz men det finns inget som hindrar att man drar ner den till säg 20kHz, detta ställer t.ex mindre krav på dioderna och ärligt talat skulle man kunna köra ännu lägre frekvens för vad gör det egentligen om switchandet hörs lite?

Snabbheten på dioderna är viktig för "50Hz-dioder" går i kortslutning efter ca 3-5min drift.
Strömmen som omvandlaren drar håller sig lugn i någon minut sedan börjar omvandlaren
dra mer och mer ström tills det blir kortslutning i dioderna (och mer magisk rök förstås )

Dioder avsedda för horisontalavböjningen i tjock-TV och switchade nätaggregat brukar fungera ok.

Annars ser väl bygget helt ok ut, några småsaker funderade jag på.
Klarar 74HC14 att ge så stora strömmar att switcha MOSFET snabbt?
En MOSFET kan ha en kapacitans på typ 1nF mellan gate och source och 60kHz switchfrekvens.
Sen matas 74HC14 med +5V eller? Den kanske vill ha 0-12V för att få ner RDS-on.
Finns förvisso 5V MOSFET så att de leder för fullt redan då med 5V på gate.

Blir PWM-"joxet" rätt när du inverterar signalen med en 74HC14, tänkte så att signalens "duty-cycle"
inte överskrider 50% för då finns det risk för totalhaveri . Två 74HC14 i serie löser det problemet.
Varje PWM-utgång ska väl reglera typ 0-48% (totalt med "två kanaler" 0-96%), resten på 2-4% är dödtid så
att transistorerna inte leder samtidigt.
Ger PWM-regleringen duty-cycle 52%-100% så är det inte bra då de överlappar varandra

Ett litet LC-filter på utgående spänningar, typ 100uH (i serie, ej kritiskt) / 100nF (till jord) rensar bort HF-skräp.

Gör absolut inget att sänka frekvensen, är den lite över det hörbara så gör det inget.
Går givetvis att ha den på 15kHz också men då tjuter det som en gammal tjock-TV.
Det enda är att du måste linda på fler varv på kärnan vid 20kHz än vid 60kHz.
Minskade switchförluster, mindre störningar med lägre frekvens.

Är flödestätheten för stor så märks det direkt på omvandlarens tomgångsström, för den sticker iväg.
Vid 12V så kanske den hamnar på något 10-tal mA, drar den 800mA obelastat så är det något som är riktigt galet.
Sätter du en trimpot på de frekvensbestämmande komponenterna till SG3524 så kan du variera och se
hur tomgångsströmmen varierar med frekvensen.
Börja med att linda på primärlindningen 2x3 varv och kör omvandlaren löst utan sekundären först om du är tveksam.

Omvandlaren borde ge ut lite högre spänning än 800V så att PWM har "lite och jobba med".
Största pulsbredden fås vid max last och lägsta inspänning (9V i ditt fall?)
Spänningsdelaren till CRT drar väl i det närmaste en konstant ström, säg 1mA kontinuerligt vid 800V.
För strömmarna som CRT behöver är typ något 10-tal mikroamp och det är en liten del av det hela.

Tack för ditt trevliga och utförliga svar!

YD1150 skrev:Snabbheten på dioderna är viktig för "50Hz-dioder" går i kortslutning efter ca 3-5min drift.
Strömmen som omvandlaren drar håller sig lugn i någon minut sedan börjar omvandlaren
dra mer och mer ström tills det blir kortslutning i dioderna (och mer magisk rök förstås )

Intressant.

Dioder avsedda för horisontalavböjningen i tjock-TV och switchade nätaggregat brukar fungera ok.

Skall leta rätt på några sådana, enda högspänningsdiod jag känner till är annars 1N4007, funkar till "allt"

Annars ser väl bygget helt ok ut, några småsaker funderade jag på.
Klarar 74HC14 att ge så stora strömmar att switcha MOSFET snabbt?
En MOSFET kan ha en kapacitans på typ 1nF mellan gate och source och 60kHz switchfrekvens.
Sen matas 74HC14 med +5V eller? Den kanske vill ha 0-12V för att få ner RDS-on.
Finns förvisso 5V MOSFET så att de leder för fullt redan då med 5V på gate.

Det här är lite fel av mig för jag missade att HC drivs med 5V, vilket iofs en zener skulle kunna fixa men då går det en del ström och batteridrifttid...

40106 passar bättre rent spänningsmässsigt men de suger map utström (4000/HC=1mA/25mA) vilket jag nyligen lärt mig den hårda vägen.

Jag är medveten om 1nF som gate-kapacitans.

Blir PWM-"joxet" rätt när du inverterar signalen med en 74HC14, tänkte så att signalens "duty-cycle"
inte överskrider 50% för då finns det risk för totalhaveri . Två 74HC14 i serie löser det problemet.
Varje PWM-utgång ska väl reglera typ 0-48% (totalt med "två kanaler" 0-96%), resten på 2-4% är dödtid så
att transistorerna inte leder samtidigt.
Ger PWM-regleringen duty-cycle 52%-100% så är det inte bra då de överlappar varandra

Inverteringen missade jag totalt, känns inte som om det fungerar så det blir i så fall två inverterare i serie, borde finnas icka-inverterande buffers.

CD4050 (Hex Buffer) verkar kunna ge +/-4mA nånstans, HC4050: +/-25mA, jag har CD4050 men den känns ändå för strömsvag.

En till lindning på trafon, kanske?

Lutar nog mer åt ett par BJT småsignaltransistorer, förmodligen mina favoriter BC546B/556B.

Ett litet LC-filter på utgående spänningar, typ 100uH (i serie, ej kritiskt) / 100nF (till jord) rensar bort HF-skräp.

Eftersom det inte går nån ström känner jag att ett RC-filter räcker, eller?

Eller menar du på 12V-delen där det kan bli att gå 20mA?

Gör absolut inget att sänka frekvensen, är den lite över det hörbara så gör det inget.
Går givetvis att ha den på 15kHz också men då tjuter det som en gammal tjock-TV.
Det enda är att du måste linda på fler varv på kärnan vid 20kHz än vid 60kHz.
Minskade switchförluster, mindre störningar med lägre frekvens.

Du gav mig ju ett trevligt förslag på en kärna som inte var toroidal vilket ju är tacksamt när nu varvantalet blir över hundra.

Ska nog lägga mig strax över 20kHz för lägst förluster och tyst gång, hor-avlänkningsdioder skall jag leta upp, tack!

Är flödestätheten för stor så märks det direkt på omvandlarens tomgångsström, för den sticker iväg.
Vid 12V så kanske den hamnar på något 10-tal mA, drar den 800mA obelastat så är det något som är riktigt galet.
Sätter du en trimpot på de frekvensbestämmande komponenterna till SG3524 så kan du variera och se
hur tomgångsströmmen varierar med frekvensen.
Börja med att linda på primärlindningen 2x3 varv och kör omvandlaren löst utan sekundären först om du är tveksam.

Fetmärkt är klockrent, det är så jag gillar att jobba.

Omvandlaren borde ge ut lite högre spänning än 800V så att PWM har "lite och jobba med".
Största pulsbredden fås vid max last och lägsta inspänning (9V i ditt fall?)
Spänningsdelaren till CRT drar väl i det närmaste en konstant ström, säg 1mA kontinuerligt vid 800V.
För strömmarna som CRT behöver är typ något 10-tal mikroamp och det är en liten del av det hela.

Ok, caddar om mitt schema lite och levererar resultatet senare ikväll.

MVH/Roger
PS
Skulle du lägga avkänningen före eller efter RC-filtret?

En färdig drivkrets: TC4427
http://www.microchip.com/wwwproducts/en/TC4427

Men en diskret lösning med NPN/PNP fungerar fint det med.
Den sistnämnda är säkert lättare att laga om något går sönder.
NPN/PNP har man oftast hemma, ett gäng TC4427 är inte lika säkert att det ligger i lådorna.

Det räcker med relativt små filterkondensatorer för nu jobbar du med 20kHz och (nästan) fyrkantsvåg.
Men en 100nF plastkonding över 1000uF på +12V skadar inte.

Avkänningen ja...PWM:n borde väl bli stabil vilken sida man sätter den på.
Spänningsfallet ingår om du känner av på "utsidan".

RC eller LC-filter, brukar tänka radio, inte släppa ut mer störningar än nödvändigt.

RGP30M var en vanlig 3A diod i FTV. Äldre typer var bl.a. BA157 och BA159, BYVxx, BYWxx med flera.
Sen finns det säkert nyare typer som är snabbare och bättre.
Hade tillgång till skrotade TV förr så, därav vart det ofta (gratis) TV-delar i olika byggen.

YD1150 skrev:Hade tillgång till skrotade TV förr så, därav vart det ofta (gratis) TV-delar i olika byggen.

Du är rolig YD1150!

Antalet IC vill jag dock hålla ner till ett minimum men ditt tips med Microchip-drivern är tacksamt samtidigt som jag tycker som du dvs ett gäng BJT, jag var tom på väg att rita in det men insåg att varje gate skulle behöva två stycken komplementära BJT och jag får helt enkelt inte plats att rita in det (Paint är bäst men det är inte alltid så enkelt att införa saker).

Tror dock att 4050 ger bättre drivning än urladdning via 10k, en skissartad uppskattning är att om bara 10k suttit som gate-motstånd och gate hade uppladats till 12V, då går 1,2mA när gate skall försöka stängas, 4050 kan leverera 4mA minst (lite olika beroende på håll men typ) då är alltså urladdningen ungefär 4ggr snabbare, inte speciellt imponerande.

HC4050 kan dock driva +/-25mA MEN nu är vi fast i 5V.

Två utvägar:
1) En extra lindning
2) En regulator (där inspänning är >9V pga 12V batt)

Jag tänkte Zener först men det behövs ju inte, 7805 duger (och drar ingen ström som är rätt viktigt för min batteridrift)!

Men då tror jag att jag kör HC14 igen, fast dubbla så att grejerna blir rättvända.

Caddar nytt schema...

MVH/Roger
PS
Jag inser nu att återkopplingen måste ligga före RC-filtret (om jag vill ha ett RC-filter) för annars kommer högspänningen variera med 12V-belastningen. En spole istället för R är här helt klart bättre speciellt om man vill återkoppla från utgången, väl?