Svenska ElektronikForumet

Padsen i KiCAD är betydligt större än på det här kortet, gjort i DipTrace. Även de i standardformat utan extra plats för handlödning. De är inte ens kvadratiska, längden är mindre än bredden. 0603 med KiCAD har fungerat fint till andra kort, till skillnad mot detta DipTrace.

Hade velat ha några tiondelar större pads och flooding som inte försöker krypa in under 0603 komponenter. Vior som sitter mellan pad och där lödspetsen nuddar kortet är också onöigt vid 10.7MHz. Värmen bara försvinner och med kraftigare spets blir det lätt bryggor.
Ska göra ett försök med det här kortet, men är väldigt onöjd med hur det blir.

Även om arbetsfrekvensen är 10.7MHz så kan kretsen bli instabil på högre frekvenser. Konstruktören har haft sådana bekymmer och lagt till 22 ohm gate-motstånd i utgångsstegen. Så är lite orolig även för pyttesmå ändringar.

LNA har inget jordplan på ovansidan och det mesta där är redan drägligt lättmonterat. Får se om där är svåra koponenter. T.ex. drosslar med metall endast på undersidan o.dyl. Då behövs en pad som kan få ner värmen.

LO-drivaren lär ha haft stabilitetsproblem kring 800MHz. Antagligen är något en aning marginellt ockå där. Det gjordes en större ändring mellan version 2 och 3.

Nu är denna närapå färdig, återstår MOS-halvledare och fysiskt stora komponenter.

Behöver hjälp med komponentvärdena kring kristallfiltret som är ett ECS-10.7-7.5B. Enligt datablad skall detta avslutas med 1.8k//4pF. Värdena i schemat är för ett stort gammalt filter. Det jag köpt är nämnt, men inte hur det skall avslutas. Det står bara:

Listed values for R19, R20, C22, C25, C26
focused at 8 pole KVG/DANTRONIK S69A filter
C22//C25=82pF
Adjust termination accordingly.

Göra detta är bortom min förmåga så behöver hjälp. Hänger inte alls med på hur det skall fungera med ingångskapacitansen som samtidigt avstämmer L9, om det nu är någon avstämning värd namnet med så lågt R parallellt. På utgången är Cströ // nästa stegs Cin antagligen över 4pF.

>Enligt datablad skall detta avslutas med 1.8k//4pF.

Förmodar filtret är någorlunda symmetriskt vad gäller in och utimpedans.
Externa kapacitansen tunar centerfrekvens, bredd och ripple på passbandet.
Strökapacitansen är relativt obetydlig på dessa frekvenser, och kondensatorvärdet är troligen inte särskilt kritiskt.
4pF har reaktansen 4kOhm vid 10 MHz
Den 'är parallell med rekommenderade 1.8kOhm resistiv last som ju är en tyngre last än kondensatorn.
Dominerande last-impedans på in och utgång är således resistiv.
Rekommenderade 1.8 kOhm är last och generatorimpedans med tanke på filter genomgångsförluster/filteregenskaper. Det är INTE förskrivna passiva motstånd.
Passiva resistorer ger signal-förluster.

Aktuell krets är matad av en hög impedans resonans vars Q och gain försämras av last men 2k last samt dc-avkoppling kanske är ok? Intuitivt är det inte effektivt med att bränna signal i resistor efter ett sådant förstärkarsteg. Hellre ett seriellt LC-steg eller som man gjorde förr i rak AM-radio och tappade spolen på några varv.

Utgångslasten är i huvudsak kapacitiv genom lasten av transistorn. Borde vara i storleksordning några pF.
Det är samma här att man bränner signal i resistorn utan nytta. Idealt skulle det varit ett förstärkarsteg med ingångsimpedansen 1.8k/4p.

Detta var kanske inte svar på din fråga men jag hade kikat på andra förmodat professionella scheman där liknande filter använts för att se ur man löst matchningen. Gissar att man ofta finner LC-filter efter resonansavstämd förstärkare som reaktiv impedans-matchning som kostar mindre förluster är resistiva alternativ.

Det blir ju då avvikelser från befintligt schema och jag har inte satt mej in i vad som behövs så inget jag tar ansvar för.
Det enklaste är att köra på med rekommenderade 1.8k/4p tills vidare även om det inte är optimalt.
Förlust av gain kostar även nF men det kan vara så att det är av marginella betydelse dör totala funktionen.

Ingångsimpedansen är hög från förstärkarsteget, således ingen kapacitiv last, så 1.8k/4p passiva komponenter bör vara lämpligt för filtret. Transistorn på utgången, där bör finnas gate-kapacitans på datablad som en del av filter-kapacitans?

Detta är bara lösa reflektioner som kan vara mindre vältänkta.
Jag hade kört på med den givna designen och sedan mätt i efterhand på den fungerande kretsen.
Det är på många sätt lättare att mäta i efterhand för att avgöra om det finns något värt att justera än att nu göra större förändringar.

Filtret har samma impedans in/ut. Det är delat i två "kristaller" och skall ha 4p till jord mellan dessa.

På ingångången ligger L9//C22 tvärs över filtret. Toppen på L9//C22 är jordad med 100n och andra sidan ansluten genom 1n. Så både C25 och R19 är också ganska så paralellkopplade med L9 1id 10.7MHz. 1n har bara 14ohm reaktans och 100n närapå noll.
Jag hänger dåligt med i skillnaden mellan C22 och C25.

Min tanke är att montera vad som behövs för att kunna testa utan LNA och endast en utgång för att minska komponentspillet om det blir skräp. Då är det viktigt att filtret funkar drägligt.

Sådan kristallfilter brukar vara symmetriska varför inre reaktansen lika på både in och ut.
Det kan ändå i praktiken skilja då man kan få skillnader i impedans på ena sidan filtret beroende på lasten på motstående sida.

>Toppen på L9//C22 är jordad med 100n

L9//C22 är parallell resonans => Oändlig resistans där reaktanserna balanserar ut varandra.
Därav hög impedans i förstärkarsteget vid resonans.
100n på ovansidan syns pga den höga impedansen därför inte för filtret eller dess kringkomponenter.

>Jag hänger dåligt med i skillnaden mellan C22 och C25.
Det gör jag med av ovan anledningar. Matchat filter kräver kapacitans medan resonaskretsen inte vill se någon restkapacitans. Det är två designmål som motverkar varandra.
Resonanskretsen vill inte heller egentligen se lasten av filtret eller R19 då dessa sänker Q-värdet genom denna kopplingen som gör dom nära sammankopplade.
Hade hellre sett en modifierad design där filtret anslöt på typ R18 för att skilja resonanskretsens och filtret egenskaper åt.
Vid R18 hade man kunnat ge filteret önskad generatorimpedans utan motstånd.

Nedan bild är från kristalldatablad https://www.mouser.se/datasheet/3/294/1 ... ilters.pdf Här är det tydligare att resistanserna INTE ska vara passiva resistanser för att genomgångsförlusterna enligt datablad ska gälla. Det är att slösa med gain och brus att använda lösa motstånd.
Resistanserna i bilden ovan är generatorns inre resistans resp mottagande enhets inte resistans.

Även http://www.bentex.com.hk/catalog/quartz ... m5-4.shtml visar att det är termineringsresistans, INTE att det är något som ska lasta filtret för att sedan lastas vidare på annat sätt.
1.8kOhm/4pF är hela lasten som ska finnas på resp filtersida. Det är INTE 1.8k/4p plus övriga kretsars last.

Nu kan det vara så att dessa 4p är impedanskorrigerande, kompenserar för inre induktans i filtret. Då är filter plus kondensatorn att se som en rent resistiv last och kommer inte snedtuna resonanskretsen eller det omvända, att filtret inte ser önskad kapacitans efter som ALL kapacitans kompenseras bort i resonanskretsen.
Det är i vart fall inte så man normalt gör, att ansluta två induktiva kretsar som påverkar varandra på okontrollerat sätt.

Dock vet jag inte om dessa nackdelar har någon större praktisk betydelse, har inte försökt analysera djupare. Det kan vara att för högt q-värde ger problem, ökad risk för självsvängning osv.
4p hit eller dit för resonanskrets eller filter kanske inte spelar någon roll.

Har inte sådant filter tillgängligt men hade annars lätt kunnat kollat filtrets impedans med VNA för att se om 4p ger en resistiv utimpedans eller vad som händer med filterkaraktäristiken.
Ser heller inget uppmätt datablad där man mätt filtrets impedans i form av smith-diagram.
Att man ska använda just 1.8k/4p får man utan mätning lita blint på utan att veta om det finns rest-reaktanser.

Det är nog bara att bygga på och utvärdera i efterhand.