Svenska ElektronikForumet

Om frekvensmätaren mäter under så lång tid att dess mättid är betydligt längre än en cykel på modulationsfekvensen så kommer frekvensräknaren inte påverkas nämnvärt av modulationen.

Exempelvis om den uppdateras några få gånger per sekund och din testsignal är minst några hundra Hz så lär du inte se nån variation. Skulle du däremot modulera med säg 2Hz så lär frekvensräknaren visa varierande siffror.

Hej MiaM!

Låter alltså som om mitt antagande är riktigt för jag modulerar med runt 400Hz och om integrationstiden är längre än 2ms vilket den lär vara så lär jag inte se nåt dvs detta oroar inte.

Det som lite oroar är dock att min futtiga modulation är på endast 0,8Vpp max (vi säger 1Vpp) och om vi som sagt antar 65pF som total kapacitans (Varicap+C) och en varicap-kapacitansvariation på runt 1,5pF/V~+/-0,7pF~+/-1pF/V då får jag en deviation på ~sqrt(66/65)*10MHz=>7,7kHz

Verifierar k-faktorn för varicap...[5;0,7]V=>[8;18]pF dvs grovt räknat 10pF/4,3V=2,3pF/V=+/-1,2pF/V.

Lite bättre än innan, men samma storleksordning dvs deviationen just nu är mindre än 10kHz.

Så kan det gå när man dels har en lågkapacitiv varicap dels har en för liten spole (och i viss mån, för liten modulation)

YD1150 har lärt mig att standarden för deviationen säger 75kHz, enda sättet för mig att nå det nu är om jag lyckas skruva upp amplituden på LF-oscillatorn, den har visat sig känslig för last samtidigt som jag nu lastar den med 100nF, 100nF vid 400Hz innebär dock en reaktans på 4k villket faktiskt är lite väl lågt!

YD1150 föreslog tidigare 10nF eller tom 1nF för den lastas med >>100k (100k+varicap till backe), jag tror jag ska byta till 1nF (400k).

Här slängde jag faktiskt bara in 100nF för jag har gott om dom samtidigt som jag lite naivt utgick från att att de inte lastar LF så mycket

Synd jag inte bara kan parallella men den sitter faktiskt rätt åtkomlig där (jag gjorde en klyka av ena kondensatorbenet att lägga komponentbenen i för att enklare kunna ta bort LF-generatorn och nyttja funktionsgenerator med DC-offset istället, "Break" i layout-planen).

Så det verkar som om detta delprojekt ändå inte är klart

MVH/Roger

Vi går vidare lite ändå.

Nu har jag tänkt bygga FM-testaren.

Jag kommer i detta fall nyttja luftlindad spole för filtret som alltså skall filtrera ut 5:e övertonen hos en 20MHz-kristall.

I går kväll kom jag på nåt lite smart, tycker jag i alla fall, dvs det är bra om bufferstegets matningsfilter är separerat från FM-filtret (100MHz).

Om man tittar på KD-testaren så delar utgångssteget matningsfilter med oscillatorn, detta går bra när man plockar signalen från source (Cak är liten) men när man plockar signalen från drain och samtidigt nyttjar gemensamt filter då får man automatiskt en last av "spolen" med Cag, nyttjar man separata matningsfilter då finns inte den belastningen ty dran/collektor är avkopplade rätt ner till jord.

Så jag har tänkt ändra lite på FM-testaren, jag kommer dels nyttja separata matningsfilter men också JFET som buffertrissa, jag byter till JFET mest för att man kan få en extrem ingångsresistens genom att man återkopplar större delen av Vk till gallret (tack Morgan Jones) samtidigt som vi nu snackar rätt höga frekvenser och BF245A är en HF-trissa medans BC546B inte är det vilket förmodligen ger lägre kapacitanser, kollar...

BF245A:
Cgk: 4pF
Cag: 1,1pF
Cak: 1,6pF

BC546
Cgk: 10pF
Cag: -
Cak: 1,7pF

Cgk är egentligen inte så kritisk när Rk är hög, Cag saknas tyvärr i databladet för BC546 samtidigt som det är den jag är mest intresserad av.

Jag har fått intrycket att belastning är väldigt viktigt (förstår dock att Q-värden är beroende av belastning), jag har även märkt det praktiskt så det gäller att inte belasta LC-kretsarna för mycket, 1pF är det minsta jag har och vid 100MHz är dess reaktans endast 1k6, vilket trots den extremt låga kapacitansen inte är speciellt mycket, man måste alltså lasta med nåt mindre (hur nu konventionen är här) och det finns två sätt att göra det, antingen mha min JFET eller också får man tappa spolen (tips från YD1150, igen) så att den liksom blir en autotransformator och det är nog så man mest gör samtidigt som man förlorar i amplitud fast å andra sidan innebär säkert den lägre belastningen att signalen blir större och det kanske inte ens är linjärt dvs man kanske får en större signal vid 1:10 tappning än om man skulle belastat vid drain, vad vet jag?

Idag fick jag en aha-upplevelse av den roligare sorten, jag har i många år kunnat den generella formeln för induktansen hos en solenoid (i vakuum~luft) i huvet:

\(L=\mu_0\frac{N^2A}{L}\)

Nån som hört talas om AL-värde?

Vad tror Ni om A/L-värde

Nu är induktansformeln för en toroid något annorlunda (involverar ln dvs naturliga logaritmen) men principen är ju densamma.

Jag tänker nyttja denna formel när jag lindar 0,7mm silvertråd runt ett 6mm borr, jag tänker inte tappa spolen även om det görs lätt pga silvertråden, jag tänker också se det som att arean baseras på 6,0mm i diameter även om man kunnat tänkt sig en genomsnittsdiameter på 6,7mm.

Jag skall alltså preliminärt ha 0,6uH vilket ger C(100MHz)=4,2pF, [GUL]=2-18pF, tror jag ändrar det för det är bättre om kapacitansen ligger i mitten av trimkondingen gul's område dvs 10pF.

För 10pF behöver jag då en induktans på 0,25uH

6mm borr=>A=28,3E-6m^2

Vi antar sen att L=10mm=1E-2m, då har vi plats för minst 10st lagom separerade varv och får

L=0,36uH, inte illa för en första skattning

Sen kan man tänka sig att gliporna mellan varven sänker induktansen något så denna första uppskattning är vad jag kommer köra med!

MVH/Roger
PS
När jag nu satt och caddade om schemat för FM-testaren så fick jag nog en aha-upplevelse till, vid dessa frekvenser är inte dom statiska parametrarna speciellt avgörande, t.ex är det faktum att BJT-bufferns inrestans (Rin) bara är på 50k (100k//100k) inte problemet utan det är trissans kapacitaser som är problemet, jag tror mig ha löst en del av problemet genom att nyttja separata matningsfilter men ner mot source/emitter om man säger sitter Cgk (som jag kallar den) och när Rk är litet och kopplingskondingen inte kan göras mindre då är det vägen C+Cgk+Rk som belastar och inte Rin, med andra ord är JFET-approachen (med svårdefinierad arbetspunkt och en rätt meningslös hög inresistans) ingen bra lösning, så jag har återgått till BJT-lösningen och bara ändrat lite kopplingskondingar och infört separat matningsfiltrering. Bifogar båda schemana för skoj skull.

Kom ju på att jag har en gammal tråd med ett 96MHz bandpassfilter.

http://elektronikforumet.com/forum/view ... z#p1018396

Så ser du antalet varv i spolarna

Intressant tråd!

Förstog inte så mycket dock

Nåväl, på bussen efter mer pilsner kom jag på en sak, jag tjänar INGENTING på separata matningsfilter, detta för att (drain)signalen går genom 1pF via Cag och 100nF till backe, så belastningen blir fortfarande runt 1pF (samtidigt som strömmen genom BJT är ganska låg, 0,25mA)

Pga att jag inte vill nyttja fler komponenter än nödvändigt kommer jag återinföra gemensam matningsfiltrering, detta dock med ett litet aber, Vds~2,5V dvs BJT jobbar också med ynka 2,5V, separat matningsfiltrering (som jag ritat) höjer Vce till nära 5V, där den fungerar bättre, dock fungerar uppenbarligen KD-kretsen med Vce=2,5V samtidigt som min önskade utnivå ju är patetiskt låg

Eftersom belastning pga kapacitans sker så kommer jag att helt sonika lägga in ett motstånd i serie med 1pF istället, om man kan anta att kapacitansen hos ett metallfilmsmotstånd understiger en tiondels pF så blir det motståndsvärdet som bestämmer belastningen, 10k blir lagom (trots signaltapp).

Bifogar slutgiltig ritning.

MVH/Roger

Jag har nu försökt trimma entransistoroscillatorn (LF).

Jag började med att byta 100nF (bredvid varicap) till 1nF, när jag då rattade på fm-Adj så fick jag oscillation så länge potten var på mindre än halv volym, över halv volym så dog oscillatorn.

Skumt för jag belastar ju nu extra lite [mysterium nummer 1], men jag satte då tillbaks 100nF och då oscillerade det utmed hela volymsratten (om än något distat i nederkant).

Jag var dock fortfarande inte nöjd med 0,8Vpp och tänkte att det ändå borde bli bättre om jag inte lastar så mycket så jag provade 10nF som avkopplingskondensator, nu hände det saker dvs svinget ökade till 1Vpp samtidigt som hela volymskalan fungerade.

Jag var dock inte nöjd med 1Vpp utan mätte då direkt på kollektorn på T3, där var signalen 10% högre som man kan förstå av 10nF/100nF förhållandet mellan kopplingskondensator och ovan 10nF, men detta bådade gått ty liten dämpning.

Då experimenterade jag med att lyfta kopplingskondensatorn och helt frigöra LF-oscillatorn från belastning.

Nu hände nåt otroligt skumt, nivån sjönk

LF-oscillatorn gillade 100nF+10nF BÄTTRE än ingen last alls, mysterium nummer 2.

Sen gjorde jag ett test där jag kortslöt Re respektive inte kortslöt Re, amplituden sjunker typ 10% bara men frekvensen sjunker från 500Hz till 333Hz, en stor förändring tycker jag av en sån menlös åtgärd som ett emittermotstånd på 150 ynka Ohm.

Eftersom frekvensen egentligen och teoretiskt bestäms av de tre RC-nätens fasvridning, så förundras jag i alla fall över hur stor roll Re faktiskt spelar.

Vad är det egentligen som händer?

Vad är det som styr amplituden?

Vilken är den exakta frekvensen?

Varför och hur påverkar Re frekvensen?

Nu snackar vi liksom inte RF här utan detta är på extremt lågfrekvent nivå där man kan anse transistorparametrarna vara ytterst väl definierade, dom kopplar liksom inte hur som helst till varandra för det är just LF och man har hie, hfe och hre och inget mer, inga S-parametrar med dito svindyra nätverksanalysatorer behövs alltså.

Ändå får jag inget grepp om detta.

MVH/Roger

Jag har nu två ide'er för hur jag ska få upp amplituden, den sämsta först:
1) Eftersom det har visat sig att "stor" kapacitiv belastning är bättre än liten så kan man nog se det som att Rc (potten) bör minskas något vilket är enkelt gjort mha ett 10k rätt över och gör man på detta viset så kommer den de-facto diodkopplade (ty mycket liten basström) trissan åka upp i potential (men bara när Re sitter där).

Fast hur jobbar trissor och rör, jo med hyfsat stor spänning över sig men hur ska jag få det i det här fallet när den diodkopplade trissan nästan bara har Vbe över sig?

Plötsligt slog mig en annan ide':
2) Om man tänker bort alla kondingar och föreställer sig de tre motstånden kopplade i serie från kollektor till bas (30k totalt, Rc') och sen tänker bort Re, genom att införa ett 10k motstånd från bas till backe (Rb) har man då en Vbe-multiplikator

Och en Vbe-multiplikator har en spänning över sig som kan sättas enligt ((Rc'/Rb)+1)*Vbe dvs jag kan sätta en bias på Vcc/2 (2,5V) över trissan och eftersom trissan får mer spänning över sig så jobbar den bättre (kanske för bra?) och speciellt gäller det att den åtminstone KAN svinga runt 5Vpp, eventuellt kan man återigen styra svinget och disten mha ett litet Re, vi får se, jag kommer i alla fall testa den här ide'n först.

MVH/Roger

Nu ska ni få höra

Jag monterade ett Rb på 10k och kortslöt Re, ingen oscillation alls

Ingen oscillation men en DC-bias på perfekta 2,4V.

Det var ju synd tänkte jag och bytte Rb till 22k för att i alla fall lyfta Vce lite, då oscillerade det plötsligt och med närmare 2,5Vpp (alltså hälften av vad som är möjligt och önskat), ska man vara krass är amplituden mer 2,25Vpp.

Jag bytte då till 15k för att försöka kräma ur det där sista, tyckte dock amplituden var något lägre så jag bytte tillbaks till 22k.

Signalen utan Re distar nu något, försökte återinföra Re men 150 Ohm gillade den inte alls (dog), 75 Ohm gick bättre men amplituden sjönk lite förstås samtidigt som den bara var något mindre distad i nederkant än med noll Ohm så jag har beslutat skippa Re och kör på en något distad signal som modulationssignal (fm), eventuellt är 100 Ohm som Re optimalt.

Äsch, vad fasen gör det om tonen ut i högtalaren är lite distad?

Det viktiga är ju seriös deviation, låt oss nu titta på vad jag eventuellt har för deviation:

k=1,2pF/V
fm=2,3Vpp~2,4Vpp=+/-1,2Vpp
Cnom=65pF
Cmax=65pF+1,2V*1,2pF=66,4~67pF (så vi får nån skillnad)

f/fo=sqrt(67/65) [*10MHz]=>15kHz

Så mycket jobb för så lite, problemet är alltså varicapens lilla kapacitanskänslighet vs hela 65pF

Undrar om jag ska bygga tillbaks den fina sinusen jag hade, alternativt trimma den fast till den lägre nivå, det borde gå att testa kvotddetektorn med den lilla deviation jag hade redan från början, eller?

Har nu gjort det, införde Re=100Ohm och får en hyfsad sinus som är bäst på nivåer under 1,5Vpp för att sedan klippa en aning i nederkant upp till maximala 2Vpp, den är även lite trubbig i överkant så mixtrandet gav egentligen inget, gapar man över för mycket så...

Eftersom klippet kommer när belastningen (100nF+10nF) närmar sig kollektorn så är nog den kapacitiva belastningen för stor, jag skulle rekommendera 10nF+1nF istället samtidigt som det dock visat sig att för litet C så dör oscillatorn

Vad jag tror Vbe-multipliceringen innebär är att spänningen mellan kollektor och bas "tänjs ut", strömmen in i basen blir då högre (om än fortfarande mycket liten) och därmed blir kollektorströmmen högre, kan således vara som så att Rc borde vara mindre, trots allt.

Nej, nu släpper jag det här och deklarerar KD-testare klar.

MVH/Roger

Nu har jag byggt "klart" FM-testaren.

DIL-oscillatorn svänger fint på 3,5Vpp och in på Gate får jag 1,5Vpp.

Det är således uppenbart att Gate+10Xprob lastar en del, teoretiskt mer än 10pF eftersom 10pF isolerar Gate från oscillator samtidigt som spänningen sjunker med mer än hälften, jag tror att största lasten kommer av proben för Cgk är på bara 4pF.

Så långt allt bra, inklusive det något roliga att se frekvensräknaren säga 20 komma 000 MHz och denna precision kan man alltså slipa kristaller till, fattar ingenting

Det blev bara 7 varv på spolen till slut, fick inte plats med fler

Men jag testade naturligtvis filtret, vred allt jag kunde på trimkondingen men inget hände.

Eftersom jag beräknat 10 varv så tror jag spolen är för liten vilket gör det enkelt att öka kapacitansen bortanför trimmern.

Här kommer lite mekaniska data på spolen:
N=7
d=6 (lindat runt ett 6mm borr)
d_tråd=0,8mm
l=9mm
A=(trådens tjocklek försummas)=28E-6m^2

Teoretisk uträkning av induktansen enligt standardformel ovan:
L=0,19uH

Jag kan trimma 2-18pF med [GUL], vilket spann på filtret får jag då?

C=2pF=>fo=258MHz
C=18pF=>fo=86MHz

Fasen, det ska gå!

Undrar vad jag gör för fel?

Nu provar jag en kompis anteckningar sen typ 30år tillbaka angående spolars värden:

Formel:
\(L=\mu_0dkN^2(dm)\)
d/l=6/9=2/3=0,66
k(d/l=0,6)=0,379
L=0,14uH

Stämmer faktiskt ganska bra.

Bifogar lite roliga bilder.

MVH/Roger
PS
Polarens tabell (d/l till vänster, k till höger):
0,2:0,147
0,4:0,272
0,6:0,379
0,8:0,458
1:0,552
1,5:0,715
2:0,842
3:1,03
4:1,17
5:1,28
10:1,63
100:2,80

På bussen idag klurade jag över vad som kan vara fel.

En intressant aha-upplevelse var att jag faktiskt kan se en pytteliten 20MHz på drain (eller snarare på emittern).

Detta tror jag indikerar att filtret inte är speciellt "skarpt" ty stort Q-värde och jag hade inte sett nån 20MHz, eller?

Så jag tror att jag lastar ner filtret.

Sen kom jag på att biaseringen av BJT innebär en screening av 1pF och Cag (100nF till backe borträknad) ty mitt emellan dessa kapacitanser har jag 50k effektivt till backe dvs vad jag nu har är helt enkelt en last motsvarande 1pF+50k//Cag med andra ord bidrar inte 1pF+Cag till svängningskretsens kapacitans utan det blir en last istället pga screeningen.

Eftersom Cag ändå är av storleksordningen 1pF den också så är lastreaktansen runt 3k, detta belastar jag alltså filtret med samtidigt som dess egna reaktans är av samma storleksordning, det skall till rätt mycket spänning för att det ska komma ut nåt, med andra ord och jag avser alltså filtrera ut femte övertonen som är mycket liten i amplitud.

Jag ser bara två sätt att eventuellt komma runt detta problem och de är (min ide' först):
1) Jag seriekopplar 1pF med 22k, ger nästan tio gånger högre Q-värde (motståndets kapacitans kan nog försumma).
2) Jag tappar spolen i närheten av matningen, då får jag en autotransformator som kanske kan ge en magisk funktion modell att tappningen innebär linjärt lägre spänning samtidigt som den lägre belastningen ger exponentiellt högre spänning, vad vet jag? Detta tips kommer f.ö från YD1150 det också.

Nu ska jag testa detta.

MVH/Roger

Jag får inte ordning på det.

Jag har testat "allt" inklusive både lägre och högre belastning.

När det gäller den högre belastningen tyckte jag plötsligt att övertoner till 20MHz som kan finnas är typ 80MHz, (100MHz) och 120MHz så varför ha ett så smalbandigt filter som möjligt?

Tyckte Q=10 (10MHz bandredd) var lagom så jag monterade 3k3 rätt över spolen (Xo~200) för det var närmast tillgängligt, ingen verkan.

Innan monterade jag 22k i serie med 1pF för att minska belastningen och höja Q, ingen verkan.

Sen provade jag också både med och utan 4,7pF extra över spolen, ingen verkan.

Apropå det så kom jag plötsligt på att trimmer ju kan få gå från drain rätt ner i jordplanet ty 100nF-matningskonding kortsluter till jord på andra sidan så det är så jag initialt har monterat trimkondesatorn.

Nej, jag tror jag ger upp det här och försöker få tag i en 100MHz DIL14-kristall istället, bygget är dock inte helt förjäves för kristallen sitter i virsockel och sen kan man bara dra en liten tåt till BJT för buffring (den är iofs redan rätt buffrad redan men jag får då ut signalen på spiken).

MVH/Roger
PS
Man ser vissa "ryck" i signalen som lurar en att tro att man hittat frekvensen (men även om signalen skenar i iväg på det AC-kopplade skåpet så kommer den tillbaka som ett rakt streck), dessa ryck finns bara när trimmern är på c.a hälften dvs dom övriga lägena händer det nästan ingenting med, tycker således det känns som man är nära men att det av nån anledning antingen är för känsligt eller att det helt enkelt inte kan stabilisera sig.

Bort med 3,3k över spolen! Inte sänka Q-värdet här och nu!

Använd en HF-transistor istället för JFET!
Hålmonterade typ t.ex.: BF199, BF494, BSX20, 2N2369, 2N4124........m.fl.
Kräver byte av 100kohm på gate-jord till 1k eller en drossel/spole mellan B-E med BJT.
Får du transistorn att switcha "hårt" mellan VCC och GND så alstras det
en mängd övertoner, vi ska inte köra något linjärt nu.

Byt ut BC546 mot något snabbare, BC54x går väl ok till 10MHz
men 100MHz är nog i högsta laget.

Plocka fram en fungerande (viktigt! ) FM-radio, ställ in 100MHz och lyssna
försvinner bruset vid någon inställning på trimkondensatorn?

YD1150 skrev:Bort med 3,3k över spolen! Inte sänka Q-värdet här och nu!

Använd en HF-transistor istället för JFET!
Hålmonterade typ t.ex.: BF199, BF494, BSX20, 2N2369, 2N4124........m.fl.
Kräver byte av 100kohm på gate-jord till 1k eller en drossel/spole mellan B-E med BJT.
Får du transistorn att switcha "hårt" mellan VCC och GND så alstras det
en mängd övertoner, vi ska inte köra något linjärt nu.

Byt ut BC546 mot något snabbare, BC54x går väl ok till 10MHz
men 100MHz är nog i högsta laget.

Hör vad du säger, har BF199.

Plocka fram en fungerande (viktigt! ) FM-radio, ställ in 100MHz och lyssna
försvinner bruset vid någon inställning på trimkondensatorn?

Nu ska du få höra på nåt riktigt roligt, bruset i radion dör direkt när jag sätter på FM-testaren!

Ännu mer lustigt är att det inte spelar nån roll hur trimmern står

Detta alltså med den koppling jag senast la upp.

Vad du lär mig saker, tack!

Men jag vill kunna trimma bort och fram bruset i radion, börjar med att ta bort 3k3, vänta...hjälper inte, samma resultat.

Finger på spolen hjälper/påverkar heller inte.

Jag tror att radion reagerar på 5:e övertonen hos kristallen "direkt", verkar som om kristallen behöver skärmas eller nåt mao, samtidigt jag har ju nästan vad jag ville ha nu

Jag menar, jag har 80MHz, 100MHz och 120MHz och inget mer (relevant).

Så då funkar ju allt som det ska, att jag skulle råka beräkna och bygga filtrerna så dåligt som 80MHz är lika otroligt som att jag skulle råka beräkna och bygga filtrerna för 120MHz.

Jag funderar lite på om det är benhöjden hos DIL-kristallen som gör att radion tystnar.

MVH/Roger
PS
Fast det hade varit mycket roligare att få till filtret även om jag inte riktigt kan se 100MHz på mitt enkla analoga 30MHz-skåp, dock kan man kanske se 30MHz som en halv dekad ifrån 100MHz och omm rolloff är -20dB/dekad så KAN jag faktiskt se 100MHz fast -10dB och ett grönblått fält

Jag vill få ordning på det här, jag vill trimma och se hur 100MHz kommer och går i förhållande till trimningen.

Använd en HF-transistor istället för JFET!

Det här förstår jag inte, BF245A ÄR en HF-trissa, det är därför den kallas BF...Eller menar du att BJT:er såsom BF199 är bättre? Och varför är dom det i så fall? Om du säger att Q-värde är viktigt så tror jag dig, men då vill jag nog hellre prova tappning på...10%? Kruxet nu är att iom att kristallen i sig tycks tysta radion, hur ska jag då kunna nyttja radion till att veta om jag lyckats trimma rätt (fast teoretiskt kan jag ju se det i viss mån)? Jag är mest orolig för spolens induktans, vad sjutton har jag för nåt?

Nu mätte jag lite igen, bifogar ny bild.

På drain har jag 80mVpp@20MHz oavsett trimmerinställning.

Vid ungefär halva trimmervärdet sticker plötsligt signalen upp på skåpet men kommer tillbaks efter en liten stund, detta sker BARA runt halva trimmervärdet, vid alla andra värden så är signalen statiskt 80mVpp på drain och hela tiden är drainspänningen samma, förutom "rycket".

Signalen in till gate får anses tillräckligt stor (förmodligen lastar min 1:10-prob så mycket att värdet inte är riktigt relevant, är nog närmare 4Vpp).

Så JFET borde styras ut mer än tillräckligt, teoretiskt är strömmen gmVgs och jag tror gm är >3mS så drainströmmen vid säg 3Vpp in borde vara av storleksordningen +/-5mA och 5mA gånger 470 Ohm (Rd) är 2,5V så "statiskt" styrs den ut mer än väl.

Men nu har vi Xo~200 och 470 gäller inte så nej, trissan styrs inte fullt ut.

MVH/Roger
PS
Det är konstigt att jag har 80mVpp vid drain överhuvudtaget, jag menar att ett bandpassfilter med rejält Q ju ska undertrycka frekvenser som i det här fallet tom ligger så långt bort som fo/5.

Jo, det kan säkert vara oscillatorns överton som du hör direkt
och den styrkan räcker säkert sen när du ska trimma FM-delen.
(när du har fixat MER MF förstärkning )

Skissade lite på multiplikatorsteg. Mata in signalen på basen, inget motstånd från bas till plus!
Sen kan du göra en spänningsmätning på emittern "test point" till jord och skruva på avstämningen och se
om spänningen förändras något vilket den bör göra vid resonans.
Du får laborera lite med nivån på insignalen till basen.
Bild till vänster:
Resonanskrets: L1-C1-C2-C avkopplingen på 10nF, utsignal via kapacitiv spänningsdelare.

Bild till höger:
Resonanskrets: L och C trimmer + avkopplingen på 10nF, utsignal via avtappning.

Fungerar inte oscilloskopet på 100MHz direkt så går det fint med en Ge-diod (OA eller AA-serien)
och ett motstånd + konding á 1nF som en dioddetektor och så mäter den likriktad HF (ren DC).

Vill du se dina 100MHz signaler på ett oscilloskop så kan du alltid blanda
ner 100MHz till 10MHz (eller mindre, även till ljudkortet på datorn!) med hjälp av en kristalloscillator och en blandare.
90MHz kristaller finns det många av om man tar en gammal 79MHz polisradiokristall och bygger
en oscillator med den. Dessa är för det mesta märkta med mottagningsfrekvensen på kristallhöljet.
Verklig frekvens ligger 10,7MHz högre, typ 90MHz.