Varför går min diod sönder?

[Paxmax]

Mina 2 cent:
Skulle vilja börja resan på gröna linjen vid 1.
Switchen är på, trafon laddas upp, jag vill kalla detta för "stora laddningen", sen släpper switchen trafon fri.

Man ser hur sekundären (2.) raskt sjunker ned till ca -300V.
Samtidigt så skjuter primärens spänningen (3.) upp till ca 31V, precis som Bering påpekar skalan är nog korrekt:
12V matning samt reflektionen från sekundären 300V/16 (1:16 ratio prim/sek)
12V + 18,75V = ca 31V.
På den spänningen kommer även overshooten som snubbern(RCD) över trafoprimären skall tämja.
Vid 3. så tankas kondingarna på sekundären.

Jag skulle (envisas med) säga att vid tidpunkt 4. så drar switchen igen fast trafon fortfarande håller på att ladda ut på sekundären.
Trafon är seg och trög i omslaget pga att trafon måste polvändas (5.)
Mitt resonemang att switchen drog till vid 4. bygger på den osannolika kurvan vid 5.
Längst ned till höger har jag punkt 6. Det är min rendering hur det BORDE sett ut om trafon hade laddats ur självmant.
Normalt så sjunker spänningen på primären till långsammare svängningar runt matningsspänning när kärnan laddat ur.

Annan anledning till att anta att switchen är på (4.) är svängningarnas frekvens i punkt 7. som är snarlika pga liknande situation.

Ytterligare en anledning till att jag antar att switchen är på är spänningen vid punkterna 8.
Den är t.o.m högre spänning för "lilla laddningen" jämfört med stora laddningen. Känns lite knasigt den skulle slå hårdare i taket "självmant" än vid forcering av switchen.

Lilla laddningen får sen ett abrupt slut se förstoring 9. till höger i bild.

Tänker inte säga att Pucco har fel i sin analys att det kan bero på dioden i FET:en som jobbar här med nån slags urladdningsenergi, men jag förstår inte varför den skulle, men det kan vara en brist i min fantasi och kunskap. Mitt resonemang har satt mig på annan kurs helt enkelt.
Men... när jag tittar på högre upplösning så bryter knappt bruset (10.) från kurvan igenom nollnivån.
Om man går ned till första "pluppen" i skalan under nollsträcket så motsvarar det ca -0.6V.
Det ser inte utsom den ens når dit i.o.m att den först måste orka förbi svarta zonen mellan nollstreck och första pluppen.
(30 st pluppar per 18V är skalan)

11. vid är vid slutet av lilla laddningen, kurvan pekar uppåt, jag vill påstå att det är pga mättad kärna, strömmen rusar, spänningsfallet över switchen får det att peka uppåt.

Tidpunkt 12. Något hickar till, jag tror det är switchens överströmsskydd som tvingat av switchen.
Dels knycken i gröna linjen, men även de två olika volt-vinklarna(13.) A och B.
A korresponderar till vinkel på toppen av kurvan fram till (12) , sen faller det brantare, se B's parallell.

Tillbaka på grön linje, 14. Sega flanker... pja, vad skall jag skylla det på? Mättnaden av kärnan gjorde så att det var omöjligt uppehålla flödestäthetens nivå, fältets kraft rann ut i sanden.
Kan man likna det vid att man satte så hög fart på karusellen att lagret skar... eller att passagerarna slungades ut? hursom momentum gick förlorat.

15. Fanns inte kraft nog att nå till -300V, kurvan viker av, slut på ångan.
Reflektionens toppnivå (16) blir såklart klen den åxå.
Efter att switchen tagit en 300nS timeout från 12. till 16. så börjar den om.
Jag antar att mättnaden + urladdningsförsöket tömde trafon på allt nästan snurr då blir det snabba omslag igen... och stora laddningen börjar om.

[Agwan]

Först och främst måste jag tacka för era hjälpsamma analyser. Jag behöver lösa det här och det är grymt bra att få diskutera med er.

Paxmax, jag håller med om din analys om vad som sker när förutom att trissan skulle driva vid det andra tillfället, där tror jag mer på Puccos idé. Jag tror det istället beror på en överlagring av en stor svängning som får dioder på olika ställen att gå in typ som Pucco säger. För att visa det mätte jag upp ett annat ställe på switchningen där den inte arbetar lika hårt. Som jag tolkar kurvan nedan så är switchen dragen mellan där det finns spikar på den gröna kurvan. Så tex direkt efter flatline:en zappar den till kort och svänger sedan därefter fritt bort till runt 1,9µs där den zappar igen.

swtch3.jpg

[YD1150]

Om du skulle ta ett lågohmigt och låginduktivt motstånd (0,1-1ohm) och koppla
i serie med primärlindningen och kontrollera utseendet på strömmen den vägen?
Blir det en linjärt ökande ström eller sticker strömmen iväg olinjärt?

[Pucco]

I sista bilden ser man att puckeln är den första svängningen i en resonanskrets med transformatorinduktansen och diverse kapacitanser runt om.
Frekvensen på resonansen när switchen är av och transformatorns energi är urladdad brukar bli ganska låg.

Här ser man clampningen ganska tydligt från förra bilden. 3 pixlar motsvarar 3/60*18= 0.9V

Clamp.JPG

Switchfrekvensen får jag till 426 kHz, 4.8 rutor á 50ns periodtid från förra bilden med last och ca 2.4 rutor á 100ns på sista låglastbilden.

Edit: I databladet för transformatorn så är pinnarna numrerade på övre vänstra bilden. Medsols som vanlig IC.

[Agwan]

Såhär ser det ut om jag mäter på vardera sida om sense-filter-resistorn som är på 22 ohm. Den sitter mellan SENSE1 och SENSE2 på LT3958:an.

swtch4.jpg

[YD1150]

Spånar fritt nu men hur blir det om den interna MOSFET:en i LT-kretsen utsätts för en kortvarig högfrekvent
spänning (stor dV/dt) så att kapacitansen som finns mellan Drain och Gate leder så pass
bra så att MOSFET:en börjar leda på grund av det under ett kort ögonblick.
Då antar vi att det inte finns någon gate-drivning från det "rätta stället" ifrån styrkretsarna internt i det ögonblicket
utan MOSFET:en leder från "störningen" på utgången.

[Agwan]

YD1150, jag tror inte riktigt på det. Det här är ju ingen superspecialapplikation som jag håller på med. Kretsen är gjord för att göra precis det här, så jag tror inte på något märkligt fenomen på den sidan. Snarare att någon diod eller trafon är felvald eller att något snubberfilter är feldesignat. Eller så fungerar det som det skall bara det att jag behöver kyla lite bättre. Det är ju ändå en del effekt som skapas i kretsen som behöver bort.

Jag har fått nya dioden, monterat den och provmätt. Såhär ser switchningen ut med den dioden på sekundärsidan:

swtch5.jpg

Kortet och komponenterna blir helt klart varm långsammare än tidigare. Där dioden tidigare brann efter ca 1min (skall köra ett test igen på det och se exakt hur lång tid det tar) så är det nu inget problem efter 10min (måste mäta tiden exakt här med). Visst, dioden och trafon blir 110degC, men själva PCB är då också 80-85 grader vilket det inte kommer att vara med kylning på. Fläktar jag på kortet så sjunker temperaturen direkt till 50 grader och diod och trafo följer med ner.

Med HV:n avslagen förbrukar kortet ca 5W, med HV på går det ca 8.5W direkt vid tillslag och när kort är 85degC och komponenter 110degC drar kortet 10W.

[YD1150]

En gång jag råkade ut för ett liknande fall var med en push-pull (ingen flyback) omvandlare från 24V till 300VDC.
Använde visserligen bara typ 40kHz då men det vart diod-haveri också, men det var efter ca 3min drift
med kortis som följd. Felet då var för långsamma dioder. Strömförbrukningen var normal i början sen började
omvandlaren sakta dra mer och mer ström för att slutligen plötsligt gå sönder efter 3 minuter (diod 100% kortis).
Efter byte till snabbare dioder så fungerade allt bra.

Är det ett krav att den måste köras på så hög frekvens som 400kHz förutom att induktanserna blir små.
Men en diod borde väl inte blir så varm med endast 10mA? Är det de höga frekvenserna som orsakar det?

Vissa ferritmaterial har högre verkningsgrad (mindre förluster) vid höga temperaturer typ +70-80 grader.
Det är inte säkert att kärnan alltid har minst förluster vid rumstemperatur.

Fortsätter att följa vad ni kommer fram till.

[Agwan]

Dioderna jag använder är rätt så jäkla snabba. Så jag tror inte att det är det.

Däremot så är ju förlusteffekten väldigt starkt kopplad till temperaturen, så ferritmaterialet eller nått sånt kanske det kan vara. Men frågan är vad man gör åt det. Jag har försökt hitta en bättre anpassad trafo där jag inte skall behöva byta footprint eller iaf något i liknande storlek, men hittar inget med tillräcklig spänningstålighet.

Jag har gjort temperaturmätningar nu med nya och gamla dioden.

Gamla:
Efter 1min: 96degC
Efter 1min 17s: 110degC
Efter 1min 50s: 150degC

Nya:
Efter 1min: 55degC
Efter 2min: 68degC
Efter 3min: 77degC
Efter 4min: 87degC
Efter 5min: 95degC
Efter 6min: 101degC
Efter 7min: 106degC
Efter 8min: 110degC

Men det är utan aluminiumdetaljen som skall sitta på kortet och som är tänkt att leda ut effekten ur lådan allt sitter i.

[bearing]

Datablad för nya komponenten?

[Marta]

Lyft sekundärens jordben och sätt in ett mätmotstånd för att skingra alla tveksamheter om genombrott i dioden. Det ser onekligen ut att kunna vara något sådant och som ändrat sig när Du bytte. Prova två dioder i serie, eventuellt med någon pF över vardera för att fördela spänningen bättre.

Trafon verkar inte vara något vidare bra, måste ha hyfsat stor läckinduktans när det kan bli en så enorm ringning på sekundären när switchen leder. Är det två E-halvor med luftgap i mitten? Kanske en järnpulvertoroid skulle vara bättre?

[bearing]

Alla högfrekventa ringningar bildar ju värme i ferriten. Rätt dimensioner på snubberkomponenterna borde göra att kärnan går kallare.

Ferriten mättas tidigare när den blir varm, vilket kan vara anledningen till att du får så mycket högre förluster efter ett tag.

För att få bra dämpning i RC-snubbern - sätt resistansen till samma värde som kondensatorns impedans vid ringningsfrekvensen. Dämpar den för lite - dubbla C och halvera R. Dämpar den tillräckligt - prova att halvera C och dubbla R, det ger mindre förluster.

Ett annat test som kan vara nyttigt är att öka switchfrekvensen. Med högre frekvens behövs ju lägre ström vid samma effekt, d.v.s större marginal till mättning. Kanske ger lägre värme i slutändan, trots högre frekvens.

Men jag tycker ändå att det vore konstigt om den mättas, eftersom att den ska tåla 10A. Kanske är problemen orsakade av överdimensionering även av storleken på transformatorn. D.v.s onödigt hög läckinduktans och parasitkapacitans. Dock vet jag själv att urvalet av flybacktransformatorer inte är stort hos katagföretagen, så det kan vara svårt att hitta något bättre.

[Paxmax]

Japp, Pucco, Agwan, andra berörda.. det finns nog ingen "extra cykel" som jag tjatat å åter tjatat om jag får ge mig, men man lär sig... förhoppningsvis
Vore ännu roligare och förstå mekanismen bakom beteendet som får den(primären) att slå i botten helt på egen hand.

Vad sägs om att hjälpa trafon bli av med energin fortare?
Parallell-koppla sekundärerna, då borde den dubbla urladdningsfarten.
...allt för att slippa denna vagabonderande sekundärspänningen.

Effekterna är ju att reflekterad spänning fördubblas(till ca 37-38V), med matning blir det väl omkring 50V, så snubberns marginaler "uppåt" blir mindre (max rek. var väl ca 80V på SW pinne)
Så börja med lite lägre spänning och scopa/trigga primär maxspänning allt över 60V typ..

Fördel är väl att spänningståligheten på sekundärdiod borde bli mindre kritisk, borde bli lättare hitta snabbare diod. 3-4st 1N4148 i serie?
Men nya ration 1:8 så blir nya "backspända" sekundären nominellt 96V.

Tittar man på scope/spännings-kurvan på primärströmmätning på sense så är även den lite lustig,
under början av urladdningsfasen fortsätter switchen jorda mer ström..? Dvs FET verkar stänga långsamt, eller återöppnar en smula under urladdningsfasens början.
Det kanske förklarar varför urladdningsfasen är så jäkla mjuk och saknar overshoot.
Nackdelen är att den suger ur energi ur trafon som borde tjoppats in i sekundären.

Vidare så har ju den filtrerade(gula) kurvan som går in i Sense2 en toppspänning på 60mV d.v.s. bra bit över brytgränsen 48mV.
48mV var väl (ca) = 3.3A maxström i FETen..?
Så varje "laddning" når max ström för switchen.

Verkar som Sensefiltret inte fungerar bra, den verkar förstärka gunget från trafons svängningar. Borde ändras..? eller har jag förväxlat sense1 och sense2 proben?

[Pucco]

Att mäta små signaler i switchade omvandlare är alltid svårt. Ofta måste man ha en aktiv differentialprob direktkopplad utan långa anslutningar. Bara att vinkla proben i olika riktningar kan ge enorm skillnad på störningar på grund av magnetfält från ledningar och komponenter. Att använda en standardprob med lång jordkabel och klämma är nästan omöjligt, man vet egentligen inte om störningarna finns på signalen eller är mätfel. Har man ett lågohmigt motstånd kopplat till jord så kan man löda en koaxialkabel direkt över och koppla till oscilloskopet och få bort mycket externa störningar.

Konstruktionen är ju välbalanserad med 33-33-33% uppladdning-urladdning-marginal (vid 11mA ut) så det är bra marginaler för komponenttoleranser.
Däremot är ju transformatorn inte optimal med sin relativt höga läckinduktans (upp till 10%). Idealet är ju att linda bifilärt, trifilärt eller quadfilärt ... dvs alla lindningar lindas samtidigt som en trådbunt. Då minimeras läckinduktansen men spänningståligheten blir normalt bara 500Vrms med standard lackerad koppartråd.

[Agwan]

Paxmax, jag tror inte du kan kolla på strömmätningarna där över SENSE-resistorn, den står inte för strömmen utan bara för filtreringen, det finns en intern resistor som den mäter strömmen över. Resistorn som sitter där är bara ett filter tillsammans med en konding.

Pucco, ja det är svårt att mäta på switchkonvertrar. Vi har en fin liten prob som man löder direkt över utgångskondingarna och som nästan inte har någon loop alls. Den har väldigt låg mätomgång så den har en referens man måste ställa in väldigt nära den spänning man skall mäta. Där blir det riktigt fint. De mätningar jag visat här är dock med vanliga prober. Men jag tror att de stämmer hyffsat, det är precis i switchögonblicken som de förmodligen visar lite kackigt om man zoomar in.

Jag kontaktade Linear och fick svar på vad det är man ser i mätningen.

swtch2.jpg

Vi tittar vad som händer på primären, den gröna.
När switchen är på så är naturligtvis spänningen 0V på primären, och spänningen på sekundären blir omsättning multiplicerad inspänning, efter insvängningen (den stora svängningen på gula kurvan), oscillationen beror på kombinationen läckinduktans och kapacitans över den backspända dioden, detta dämpas av kärnförlusterna mestadels).
När switchen slår av levereras energin till sekundärsidan, dvs sekundärlindningen kopplas till utgången via dioden.
Det första som händer på primärsidan är att energin i läckinduktansen hamnar på snubbern (spiken som går uppåt, kan sedan svänga lite när energin är levererad), efter det antar switchennoden Vin +n*Vout.
Denna spänning kvarstår till det att man slår på switchen igen, ELLER att strömmen tar slut på sekundären (trafon tom på energi).
Detta är vad som händer vid (3) den gör sedan en översläng (spänningen går ner till noll och fastnar där en stund tills den svänger upp igen när den energin är slut, då svänger den upp igen (4).
Efter det slår swithen till igen. (den lilla svängningen på gula kurvan medan spänningen är klampad till noll på primären, beror igen på läckinduktans och kapacitiva parasiter i dioden).
Om switchen inte skulle slå till skulle det fortsätta svänga och dämpas ut för att till sist anta spänningen Vin.
Motsvarande kurvform ses på sekundären, skillnaden i kurvformer på primär och sekundär beror just på läckinduktansen, annar så skulle kurvformerna spegla varandra.
Att energin tar slut innan switchen slår till igen kallas att den går i diskontinuerlig mode.
Den “skumma svängningen bestäms av läckinduktans samt parasitkapacitans på switch och diod.
De båda “extra” svängningarna innehåller inte så mycket energi (förutom det som går till primärsnubbern just när switchen slår av), så de är inget problem så länge inte spänningen överskrider vad sekundärdioden tål.

Så det verkar som att den går som den skall.