Svenska ElektronikForumet

Bifogar bild på två typiska kopplingar med "DC restore" och snabb släckning av gateladdning.
Simuleringen slutar abrubt, tex om någonting i reglerkretsen upptäcker katastroftillstånd och stänger av PWM funktionen.

OCh hur ser det ut i verkligheten med signalen över gate på transistorn ? Röd kurva är drivsignalen (15V snabbt och hårt) , blå / grön är signalen på de två transistorgaten. När man stänger PWM signalen börjar transformatorns magnetiseringsinduktans oscillera med DC - block kondensatorn på 470 n (dessutom kommer det till parasiter såklart men de är inte nödvändiga för principen)

Det ger lite halvtaskig on/off på transistorn medans energin snurrar runt och tar vägen till slut. I detta schemat är det inget problem, men om man har en bryggkoppling kommer det göra ont på något sätt då båda benen ovanför varandra slår av/på med shootthrough. Sådant brukar ge havererade switchtrissor.

Hur gör man för att begränsa detta, utan att begränsa stigtiderna (dvs slänga in snubbers som då kommer slöa ner kopplingen)
Ideer?

Varför vill du ha en transformator?
Slippa matningsspänningar?

High side drivning i brygga och transformatorn är robustare än en gate driver, de är ofta känsliga för transienter. Speciellt om jag vill driva 325 V eller likriktat trefas.

Vad händer om du sänker Q i kopplingen?
Vad händer om du driver med lämpligt R i serie vid pulsgeneratorn?

Ju större resistanser jag har i serie, desto slöare flanker får jag på gaten eftersom drivströmmen minskar, och man får ju tydligt också trappstegen med Millerplatån med riktigt slött omslag uppstår innan man lyckas dämpa ut svängningarna. 10 ohms gateresistor är nog vettigt.

hur mycket duty cycle behöver du och tänkte du använda samma trafo för att driva både övre och undre feten i ett bryggben?

Om det senare kan det ju också vara intressant att veta om bryggam drivs hög/låg med olika duty cycle eller om det är hög-paus-låg-paus som man brukar driva i bryggkopplade/push-pull framomvandlare.

Här är en variant som fungerar upp till 50 % duty cycle och använder en liten mosfet för att driva gatedrivtrafon som i en två-transistors forwardomvandlare. Spänningskällan på 15 V är samma matning som kontrollkretsen drivs av. När kontrollerkretsen matar ut låg nivå används bodydioden i primärfeten för att se till att det inte blir mer än ett diodspänningsfall på primären. Sedan blir spänningen över gatedrivtrafon negativ pga den lagrade energin.

Man får tänka på remanensen i gatedrivtrafon när man designar den, precis som i en forward-omvandlare, och vill man ha större användbart flödessving kan det ju hjälpa med ett litet litet luftgap för att sänka den remanenta flödesnivån. Den energi som lagras i gatedrivtrafon matas i den här kopplingen tillbaka till kontrollerkretsens matning.

kimmen skrev:hur mycket duty cycle behöver du och tänkte du använda samma trafo för att driva både övre och undre feten i ett bryggben?

Om det senare kan det ju också vara intressant att veta om bryggam drivs hög/låg med olika duty cycle eller om det är hög-paus-låg-paus som man brukar driva i bryggkopplade/push-pull framomvandlare.

Aldrig mer än 50%. Tänkbara scenarios är
1)twtransistor forward med primär-sek-sek på samma. I det fallet är dock inte oscillationerna ngt problem för då blir det inte shootthrough eftersom primärlindningen sitter i serie.
2) hel/halvbrygga med två olika trafos som drivs alternerande, men aldrig mer än 50%, i verkligheten kanske 40-45% iom man vill ha dödbandet. Symmetrisk drivming, dvs pwm men inte fasskiftad.

Kimmen, bra förslag men luftgapet riskerar öka läckinduktansen (fler varv, läckfält) och därmed försämra drivflankerna. Det blir nog en stor trafo isåfall , man vill ha så få varv som möjligt men det kan kanske fungera. Men troligen inte kritiskt, switchfrekvensen är <50 kHz, troligen bara över audiobandet.

Det berot väl på materialet men för vanliga ferriter har man nog i alla fall 200 mT mellan remanens och mättnad utan att lägga in luftgap.

Luftgap borde inte öka läckinduktansen, fast "kopplingsfaktorn" minskar ju däremot om man minskar magnetiseringsinduktansen och har läckinduktansen konstant.

För icke-fasskiftade bryggor är nog den klassiska lösningen med en trafo för båda transistorerna rätt bra men där får man väl återigen se upp med ringningar vid snabba förändringar i duty cycle.

tack för ideen kimmen! Skall räkna på det, man får nog öka antalet varv för att inte driva kärnan i mättnad . Förlusterna är ju inte oöverkomliga (jämför då AC sving och AC+DC sving som i en forwardomvandlare)

Jag förstår dock inte hur inte ett luftgap inte påverkar läckinduktansen. Läckinduktansen uppkommer ju pga magnetfältet inte kopplar mellan primär och sekundär, och om manhar ett luftgap går det inte att undvika att lite smiter ut i oändligheten så att säga. KAnske inte så mcyket om manhar en vettig lindningsstruktur dock.

Det intressanta är egentligen absoluta värdet på läckinduktansen eftersom det påverkar stigtiden i kretsen. Så med stigande magnetiseringsinduktans måste kopplingsfaktorn öka ordentligt. Men om mitt minne är rätt är läckinduktansen ~n samtidigt som magnetiseringsinduktansen ~n^2 . Därför vill man ha så få varv som möjligt.

Tex 10 varv på en toroid gav ca 1 mH Lm, och om jag använder koaxialkabel får jag läckinduktans < 100nH (prim är skärm, sek är innerledaren) .
Samma antal varv på en ferritkärna (E typ) gav ca 900 uH lm, men 350-450 nH läckinduktans. Men jag skall göra om det testet med spacers mellan kärnorna. Kanske redan ikväll

Kommersiella pulstransformatorer har ofta läckinduktanser i uH storlek.

Jag kommer inte exakt ihåg referensen, men det borde inte bli någon större skillnad på läckinduktansen om man ändrar på luftgapet. Reluktansen i området mellan primär och sekundär borde dominera över reluktansen vid luftgapet.

Men procentuellt av magnetiseringsinduktansen blir ju läckinduktansen större om man ökar luftgapet.

Hur stor läckinduktansen blir beror väl mest på lindningens geometri och antal varv. Att beroendet på antalet varv för en viss kärna inte blir N^2 kan nog vara rimligt, men det beror nog på vilka parametrar man håller konstant när man ändrar antalet varv. Att göra en bred lindning är ju t.ex. bättre än en smal för ett visst antal varv. Och att ha primär och sekundär nära varandra är det också.

Det skulle vara intressant att höra resultatet av ditt test.

Jag har inga data på luftgapet, men ialla fall testade jag lite på en ETD49 3F3 kärna lindad med lite audiokabel. Skärmen blev primär, ledarna sekundär. Lindningen var tejpad för att inte rubbas så mycket och iom jag använde koaxialkabel kan man få extremt tajt koppling. Tidigare har jag kommit under 100 nH Lleak på 10 varv runt en avstörningsferrit. På så sätt får spolgeometrin mindre betydelse.

Ihoppressad med mankraft blev Lmag = 1,15 mH, Lleak ~1,5 uH.
Att bara låta tyngdkraften hålla ihop kärnorna gav Lmag 950 uH.

Allteftersom jag släppte efter sjönk Lmag, bla har jag en mätpunkt på 650 uH, Lleak ~1,6 uH.

När jag delat lite på kärnorna visuellt fick jag Lmag = 180 uH, Lleak ~1,8 uH.

Mao stämmer det som du säger kimmen. Lleak är inte så beroende av luftgapet.

En EE10 kärna är lämplig för denna applikation.

Kärna EE10
20 varv primär
20 varv sekundär.

Hittar du inga äldre trådar?????

Vad håller du på med, tråkigt i skolan?